Transcript 第3章移动通信中的调制解调技术

第3章 移动通信中的调制解调技术
第3章
数字调制解调技术
3.1
概述
3.2
数字频率调制
3.3
数字相位调制
3.4
正交振幅调制（QAM）
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第3章 移动通信中的调制解调技术
3.1
概
述
要使数字信号在有限带宽的信道中传输，就必须用数
字信号对载波进行调制，即用数字信号来调制某一较高频
率的正弦或脉冲载波，使已调信号能通过带限信道传输。
这种用基带数字信号控制高频载波，把基带数字信号变换
为频带数字信号的过程称为数字调制。在接收端通过解调
器把频带数字信号还原成基带数字信号，这种数字信号的
逆变换过程称为解调。通常，把数字调制与解调合起来称
为数字调制，把包括调制和解调过程的传输系统称为数字
信号的频带传输系统。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
数字调制的功能和要求如下：
（1）频谱搬移。频谱搬移将传送信息的基带信号搬移
到相应频段的信道上进行传输，以实现信源信号与客观信
道的特性相匹配。频谱搬移是调制、解调原始的最基本功
能。
（2）抗干扰，即功率有效性。调制要求已调波功率谱
的主瓣占有尽可能多的信号能量，且波瓣窄，具有快速滚
降特性；另外要求带外衰减大，旁瓣小，这样对其他通路
干扰小。
（3）提高系统有效性，即频谱有效性。提高频带利用
率，即单位频带内具有尽可能高的信息率（b/s/Hz）。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
下面介绍数字调制基本原理。
通常，一个正弦波可用下式表示：
S(t)=A(t)sin［ωt+φ(t)］ （3.1）
:变量t代表时间，A是正弦波的振幅，ω是角频率，
φ是相位。所谓调制，就是用基带信号，改变正弦波的三个
参量（A，ω，φ）之一（也可以是其中的两个），将其变
为已调数字信号。
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由于基带信号是数字信号，因此相应地有三种基本调
制方式，即幅移键控（AmplitudeShiftKeying，ASK）、频
移键控（FrequencyShiftKeying，FSK）和相移键控
（PhaseShiftKeying，PSK）。其他调制方式，如差分（相
对）相移键控（DifferentialPSK，DPSK）、正交（四相）
相移键控（QuatemaryPSK，QPSK）和交错（偏置）正交
（四相）相移键控（OffsetQPSK，OQPSK）都是PSK的改
型；而高斯型最小频移键控（GMSK）是FSK的改型。各
类二进制调制原理的波形如图3-1所示。
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图3-1 各类二进制调制原理波形图
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移动信道的基本特征如下：
①带宽有限，它取决于可使用的频率资源和信道的传
播特性；
②干扰和噪声的影响较大，这主要是由移动通信工作
的电磁环境所决定的；
③存在着多径衰落。
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移动通信中的数字调制技术应具有以下特点：
（1）要有窄的功率谱和高的频谱利用率。移动通信是
一种多波道系统，调制信号功率谱带外辐射对邻道产生干
扰，使性能下降。为了保证数字信息传输质量，信号功率
与干扰功率之比应大于20dB，考虑到移动台运动时的衰落
深度可达20～40dB，所以要求已调信号在邻道的总辐射干
扰低于20～40dB。
（2）误码性能好。移动通信环境以衰落、噪声、干扰
为特点，包括多径瑞利衰落、频率选择性衰落、多普勒频
移和障碍物阻挡的联合影响。因此，必须根据抗衰落和干
扰能力来优选调制方案。误码性能的好坏实际上反映了信
号的功率利用率的高低。
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（3）能接受差分检测，易于解调。由于移动通信系统
接收信号的衰落和时变特性，相干解调性能明显变差，而
差分检测不需载波恢复，能实现快速同步，获得好的误码
性能，因而差分检测的数字调制方案被越来越多地应用于
数字蜂窝移动通信系统中。
一般的数字调制技术，如幅移键控（ASK）、相移键
控（PSK）和频移键控（FSK），因传输效率低而无法满足
移动通信的要求。为此，需要专门研究一些抗干扰性能强、
误码性能好、频谱利用率高的调制技术，尽可能地提高单
位频带内传输数据的比特速率，以适应移动通信的要求。
目前已在数字移动通信系统中得到广泛应用的数字调制方
案分为如下两类：
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①恒包络调制技术（不管调制信号如何变化，载波振
幅保持恒定）。恒包络调制技术有2FSK、MSK、GMSK、
TFM和GTFM等。恒包络调制技术的功率放大器工作在C
类，具有带外辐射低、接收机电路简单等优点，但其频带
利用率比线性调制技术稍差一些。
②线性调制技术（已调信号的幅度随调制信号线性变
化）。
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使用多电平调制可以提高频谱效率。例如，在理想条件下，
8PSK和16QAM系统的频谱效率分别可以达到3b/s/Hz和4b/s/Hz。
若采用64QAM，低于模拟语音的频带宽度。但是，当频谱效率
提高时，解调器的复杂度和比特差错率（BER）的增大已明显变
成了制约因素。移动通信环境对利用幅度和相位携带信息的
QAM也是一个严峻的挑战。为了寻求频谱效率和BER性能之间
的折中，多载波调制（MCM）已成为移动通信应用研究的热点。
其中，多载波16QAM调制技术将载波频道分为M个子信道，按
频分设计M
个16QAM信道，能适应多径时延扩散且不需构造
复杂的均衡器，已经在数字移动通信中使用；正交频分复用
（OFDM）、多载波码分多址（MC-CDMA）等，亦已成为受到
广泛关注的调制策略。图3-2所示为数字调制技术的分类。
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3.2
3.2.1
数字频率调制
二进制数字频移键控（2FSK）
设输入到调制器的信号比特流为{an}，an=“1”或“0”，
n=-∞~+∞。当输入为传号“1”时，输出频率为f1的正弦波；
当输入为空号“0”时，输出频率为f2的正弦波。FSK信号分
为相位连续的FSK信号和相位跳变的FSK信号。FSK信号的
波形及功率谱如图3-3所示。
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图3-3 FSK信号的波形及其功率谱
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图3-4
相位不连续的2FSK信号波形与频谱
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该功率谱有如下特点：
（1）2FSK信号的功率谱由连续谱和离散谱组成。其
中，连续谱由两个双边带谱叠加而成，而离散谱出现在f1和
f2两个载频位置上。
（2）若两个载频之差较小，则连续谱呈现单峰；若载
频相差增大，则连续谱出现双峰。相位不连续的2FSK信号
的带宽约为
B  2 f b  f1  f 2  2( f D  f b )  f b (h  2)
其中， f D 
f1  f 2
称为频偏；h 
f1  f 2
2
fb
(3.3)
称为偏移指数（偏
移率或调制指数）
； f b 为输入信码的速率。
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由于相位不连续的2FSK信号存在载频线谱，浪费功率，
因此只用于设备比较简单的通信场合。
对于相位连续的2FSK信号，由于前后码元是相关的，
因此功率谱密度分析比较复杂。可以得到的结论是：如偏
移指数h不是整数，则功率谱密度中无离散线谱，且当h＜
0.7时，大部分功率谱位于2fb频带内；当h较大时，大部分
功率谱位于(2+h)fb频带内；如h是整数，则出现载频线谱。
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相位不连续的2FSK信号，只要利用数据信号来选通两
个独立的振荡源,便可获得所需的调频信号；相位连续的
2FSK信号可通过一只电压控制的振荡器来实现。FSK信号
可采用包络检波法、相干解调法和非相干解调法等方法解
调。
需要指出的是，FSK调制在中、低速数字通信（如寻
呼系统）中应用较广。
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3.2.2
最小频移键控(MSK)
1.最小频移键控的原理
MSK是一种特殊形式的FSK，其频差是满足两个相互
正交（即相关函数等于零）的最小频差，并要求FSK信号
h
f1  f 2
fb
f

 0.5
fb
MSK信号的表达式为
SMSK (t )  cos(ct 

2Tb
ak t  k )
(3.4)
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式中， ak 为输入序列，取“＋1”或“－1”
； Tb 为输入数据流的比
特宽度； k 是为了保证 t  kTb 时相位连续而加入的相位常量。令
k 

2Tb
ak t   k
kTb ≤ t ≤ (k  1)Tb
（3.5)
上式为一直线方程，斜率为   ，截距为  k 。所以，
2T b
在一个比特区间内，相位线性地增加或减少 / 2 。
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为了保证相位连续，在t=kTb时应有下式成立:
 k 1 (kTb )   k kTb 
从而有
 k   k 1  (a k 1
k
 ak )
2
（3.6）
设φ0=0，则φk=0或±kπ。式(3.6)表明：本比特内的相位
常数不仅与本比特区间的输入有关，还与前一个比特区间内
的输入及相位常数有关。在给定输入序列{ak}
MSK 的相位轨迹如图3-5所示。
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图3-5 MSK的相位轨迹
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2. MSK 信号的特点
MSK 信号具有如下特点：
·已调信号振幅是恒定的。
·信号频率偏移严格符合  1 ，相位调制指数 h  f1  f 2 Tb  1/ 2 。
4Tb
·以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间( Ts )内准确地线性变化
 /2。
·在一个码元期间内，信号应是 1 载波周期的整倍数。
4
·在码元转换时刻，信号的相位是连续的，即信号波形无突变。
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3.MSK调制器
MSK信号表达式可正交展开为



S MSK (t )  cos  c t 
ak t   k 
2Tb


 t 
 t
 cos c t  a k cos k sin 
 cos k cos
 2Tb 
 2Tb
 t 
 t 
 cos c t  Qk sin 
 sin  c t
 I k cos
 2Tb 
 2Tb 

 sin  c t

(3.7)
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其中,
 k 1
k  
 k 1  k
a k  a k 1
a k  a k 1
Ik为同相分量，Qk为正交分量。它们都与输入数据有关。Ik支
路数据和Qk支路数据并不是每隔Tb秒就可能改变符号，而是
每隔2Tb秒才有可能改变符号。Ik支路和Qk支路的码元在时间
上错开Tb秒。若输入数据dk经过差分编码（ak=dkdk-1）后，再
进行MSK调制，则只要对cosφk和akcosφk交替取样，就可恢复
输入数据dk。MSK信号也可以将非归零的二进制序列直接送
入FM调制器中来产生（要求调制器的调制指数为0.5）。
MSK调制器的原理框图如图3-6所示。
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图3-6 MSK调制器的原理框图
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4.频谱特点
MSK信号的功率谱如图3-7所示，图中还给出了QPSK
信号的功率谱。从图中可以看出，与QPSK相比，MSK信号
的功率谱具有较宽的主瓣，其第一个零点出现在(f-fc)=0.75
处，而QPSK信号的第一个零点出现在(f-fc)=0.5处。当(ffc)→∞时，MSK的功率谱以［(f-fc)Tb］-4
QPSK的衰减速率［（f-fc)Tb］-2快得多。MSK信号可以采用
鉴频器解调，也可以采用相干解调。
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图3-7
MSK信号的功率谱
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3.2.3
高斯滤波的最小频移键控（GMSK）
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3.2.3
高斯滤波的最小频移键控（GMSK）
尽管MSK信号已具有较好的频谱和误比特率性能，但仍不能
满足功率谱在相邻频道的取值（即邻道辐射）低于主瓣峰值60dB
以上的要求。
这就要求在保持MSK基本特性的基础上，对MSK的带外频谱
实际上，MSK信号可以由FM调制器来产生，MSK信号在码
元转换时刻虽然保持相位连续，但相位变化是折线，在码元转换
时刻会产生尖角，使其频谱特性的旁瓣滚降缓慢，带外辐射还相
对较大。为了解决这一问题，可将数字基带信号先经过一个高斯
滤波器整形（预滤波），得到平滑后的某种新的波形后再进行调
频，从而得到良好的频谱特性，调制指数仍为0.5，如图3-8示。
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图3-8 GMSK信号的产生原理
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高斯低通滤波器的冲击响应为
h(t ) 
  exp( 2 2 t 2 )

（3.8）
2
Bb
ln 2
式中：Bb为高斯滤波器的3dB带宽。
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GMSK的相位途径如图3-9所示。可见，GMSK消除了
MSK相位途径在码元转换时刻的相位转折点。GMSK信号
在一码元周期内的相位增量不像MSK那样固定为±π/2
，
而是随着输入序列的不同而不同。
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图3-9
GMSK信号的相位途径
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对数字移动通信来说，调制方式的主要性能要求是节约
频带和减少差错概率，因此，要求调制信号的能量集中在频
谱主瓣内，旁瓣的功率要小，且滚降要快。GMSK信号的功
率谱密度如图3-10所示。假设Bb为高斯滤波器的3dB带宽，
Tb为码元宽度，参变量BbTb称为高斯滤波器的3dB归一化带
宽，BbTb越小，频谱越集中。
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图3-10 GMSK功率谱密度
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GMSK是恒定包络调制，这是因为它属于连续相位调制，
不存在相位跳变点，而BPSK、QPSK由于存在明显的相位
跳变点，因此不属于恒定包络调制。在工程实现上，GMSK
对高功率放大器要求低，功放效率高，所以，GMSK是一类
性能最优秀的二进制调制方案。
GMSK调制方式能够满足移动通信环境下对邻道干扰的
严格要求，它以良好的性能被泛欧数字蜂窝移动通信标准
（GSM
GMSK信号的解调可以采用正交相干解调电路，但在移
动通信中相干载波的提取比较困难，通常采用比特延迟差分
检测法。
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图3-11
一比特延迟差分检测电路框图
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比特延迟差分检测电路框图如图3-11所示。设GMSK
信号经中频滤波器后的输出为
SI (t )  R(t ) cos It   (t )
（3.9）
式中， R(t ) 为时变包络；I 为中频载波角频率； (t) 为附加相位函数。
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如果在设计中频滤波器时，使ωITb=2kπ（k为整数），
则有
1
y (t )  R(t ) R(t  Tb ) sin  (Tb )
2
（3.12）
判决时，R(t)和R(t-Tb)为信号的包络，恒为正值，因而y(t)
的极性取决于相位差Δθ(Tb)。因为在发送端调制时的规律是：
当输入为“+1”时，θ(t)增大；当输入“-1”时，θ(t)减小。所以，
令判决门限值为零的判决规则为
y(t)＞0,判为“+1”
y(t)＜0,判为“-1”
由此可恢复出原始数据 ak  ak 。
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3.3
3.3.1
数字相位调制
二相相移键控调制（PSK）
设输入比特率为{an},an=“1”或“0”，则PSK的信号表达
式为
an  0
 A sin( c t )
S (t )  
 A sin( c t ) a n  1
nTb ≤ t ≤ (n  1)Tb
（3.13）
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即当输入为0时，信号的附加相位为0；当输入为1时，对应
的信号附加相位为π。PSK信号可分为绝对PSK和相对PSK。
相对调相实际上就是原始信码经过相对码变换后再进行绝对
调相，通常采用相对调相的目的是为了克服绝对调相时在接
收端出现的相位模糊问题。
信号波形如图3-12所示。
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图3-12
数字调相波形
（a)二相绝对调相2PSK波形；(b)二相相对调相2DPSK波形
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3.3.2
QPSK和OQPSK调制
为了提高频谱利用率，提出多进制移相键控（MPSK）。
图3-13给出了4PSK（QPSK）信号相位和时间波形图。已调
信号有四种不同的相位值，与四进制数字信号相对应。为了
将二进制数字信号变换为四进制，应将输入数字信号每两个
比特分成一组，共有00、01、10、11四种双比特码组。
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图3-13 QPSK信号相位和时间波形图
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假定输入二进制序列为{an}，an =+1或-1，则在kTs≤t＜
(k+1)Ts(Ts=2Tb)的区间内，QPSK产生器的输出为S(t)=Acos
(ωct+θk)(令n=2k+1)



 A cos  c t  4 






 A cos  c t  
4


S (t )  
 A cos   3 
c

4 


 A cos   3 

 c

4 

a n a n 1  1  1
a n a n 1  1  1
（3.15）
a n a n 1  1  1
a n a n 1  1  1
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其相位星座图如上，实际中也可以产生 k  0,   / 2,  的 QPSK
信号，即将上图的星座旋转４５度。从表达式可以看出，在 QPSK
的码元速率与ＰＳＫ信号的比特速率相等的情况下，ＱＰＳＫ信号
是两个ＰＳＫ信号之和，故它具有和ＰＳＫ信号相同的频谱特征和
误比特率性能。
OQPSK调制与QPSK调制类似，不同之处是在正交支路
引入了一个比特（半个码元）的时延，这使得两个支路的数
据不会同时发生变化，因而不可能像QPSK那样产生±π的相
位跳变，而仅能产生±π/2的相位跳变。因此，OQPSK的旁
瓣要低于QPSK的旁瓣。
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但是在多径衰落信道下，相干载波的恢复比较困难，相
OQPSK比QPSK性能差，原因是OQPSK 在差分检测中引
入了码间干扰。
QPSK和OQPSK调制共同的缺点表现为：功率谱旁瓣占
有的能量大，要求有较宽的带宽；而且，在QPSK和OQPSK
输出端必须有复杂的滤波器限带，否则在移动通信中很难满
足邻道干扰小于60dB的要求。
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对于上述问题，人们不采用8PSK，是因为其功率谱虽
然集中，但抗干扰能力差,人们在寻求更适合移动信道的调
制技术。
图3-14画出了用正交调幅法产生QPSK和OQPSK信号的
调制器。但在对四相绝对相移键控信号的相干解调中，存在
着因相干载波初相位不确定而导致解调器输出基带数字信号
极性不确定的问题，即相位模糊的问题。因此，实际中一般
采用四相相对相移键控（QDPSK）。QDPSK是绝对码经相
对码变换（差分编码）后再进行绝对相移键控。
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图3-14
QPSK和OQPSK调制器
(a)QPSK调制器；(b)OQPSK调制器
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3.3.3
π/4-QPSK调制
π/4-QPSK是在常规QPSK调制的基础上发展起来的，是
对QPSK信号特性进行改进的一种调制方式。一是将QPSK
的最大相位跳变±π降为±3π/4，从而改善频谱特性；二是
改进解调方式，QPSK只能用相干解调，而π/4-QPSK既可采
用相干解调，也可采用非相干解调。
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图3-15 π/4-QPSK信号的相位状态
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图3-16 π/4-QPSK调制器的原理框图
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设已调信号为
S k  cosc t   k 
 cos c t cos k  sin  c t sin  k
（3.16）
式中，θk为kTs≤t≤(k+1)Ts之间的附加相位。当前码元的附加相
位是前一码元的附加相位θk-1与当前码元的相位跳变量Δθk之和，
即
 k   k 1   k
（3.17）
从而有
U k  cos k  cos( k 1   k )  cos k 1 cos  k  sin  k 1 sin  k
Vk  sin  k  sin ( k 1   k )  sin  k 1 cos  k  cos k 1 sin  k
（3.18）
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其中，sin  k 1  VK 1 , cos k 1  U k 1 , 则
U k  U k 1 cos  k  VK 1 sin  k
Vk  Vk 1 cos  k  U k 1 sin  k
（3.19）
这是π/4-QPSK的一个基本关系式，它表明了前一码元两
正交信号Uk-1和Vk-1与当前码元两正交信号Uk和Vk之间的关系，
它取决于当前码元的相位跳变量Δθk，而当前码元的相位跳变
量Δθk又取决于差分编码器的输入码组SI、SQ。四种输入码组
分别对应每个相位点有四种相位跳变量。它们的关系见表3-1。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
表3-1
SI
SQ
１
１
－１
１
－１ －１
１ －１
π/4-QPSK的相位跳变规则
 k
 /4
3 / 4
 3 / 4
 /4
cos  k
sin  k
1/
1/
1/
1/
1/
1/
 1/
 1/
2
2
2
2
2
2
2
2
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第3章 移动通信中的调制解调技术
π/4-QPSK是一种相移键控技术，从最大相位跳变来看，
它是OQPSK和QPSK的折中。它可以相干解调，也可以非相
干解调。π/4-QPSK的最大相位变化是±135°，而QPSK是
180°，OQPSK是90°。因此，带限π/4-QPSK信号比带限
QPSK有更好的恒包络性质，但是对包络的变化比OQPSK更
敏感。π/4-QPSK最吸引人的特性是它能够进行非相干解调，
这使接收机的设计大大简化。还有，在多径扩展和衰落的情
况下，π/4-QPSK比OQPSK的性能更好。通常π/4-QPSK采用
差分编码，以便在恢复载波中存在相位模糊时，实现差分检
测或相干解调。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
2.π/4-QPSK解调原理
π/4-QPSK信号可以用相干检测、差分检测或鉴频器检
测。π/4-QPSK中的信息完全包含在载波的相位跳变Δφk当中，
便于差分检测。基带差分检测的方法是：基带和IF差分检波
先求出相位差的余弦和正弦函数，再由此判决相应的相位差。
如图3-17所示，输入的π/4-QPSK信号利用两个与发射机
端未调载波同频但不一定同相的本地振荡器信号进行正交解
调。重要的是要保证接收机本地振荡器频率和发射机载波频
率一致，并且不漂移。载波频率的任何漂移都将引起输出相
位的漂移，导致误码（BER）性能的恶化。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
图3-17
基带差分检测电路
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第3章 移动通信中的调制解调技术
设接收信号为
S (t )  cos(ct  k ) kT  t  (k  1)T
（3.20）
S(t)经过相乘器、低通滤波器后输出两路信号Ik和Qk
1

I k  cos( k  0 ) 

2

1
Qk  sin( k  0 ) 

2

(3.21)
式中：φ0是本地载波信号的固定相位值；Ik、Qk取值为±1,0,
 1, 0 ,  1/ 2 。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
X k  I k I k 1  Qk Qk 1
Yk  I k I k 1  Qk Qk 1
(3.22)
将Ik和Qk代入式（3.22)并化简后可以得到：
1
1
X k  cos( k   k 1 )  cos  k
4
4
（3.23）
1
1
Yk  sin ( k   k 1 )  sin  k
4
4
可见，通过解码的运算，消除了本地载频和信号的相位
差φ0，使得Xk和Yk只与Δφk相关。根据调制时的相位跳变规则，
可使判决规则为：Xk＞0时，判为“+1”;Xk＜0时，判为“-
1”;Yk＞0时，判为“+1”;Yk＜0时，判为“-1”。获得的结果经
并／串变换后，即可恢复所传输的数据。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
除基带差分检测外，还有中频延迟差分检测和鉴频器检
测。中频延迟差分检测电路的特点是在进行基带差分变换时，
1bit
后的信号作为本地相干载波，无
FM
鉴频器检波是用非相干方式
直接检测相位差。关于中频延迟差分检测和鉴频器检测，这
里不再详述。尽管每种技术的实现方式不同，但性能上基本
相同。
实践证明，π/4-QPSK信号具有频谱特性好，功率效率
高，抗干扰能力强等特点，可以在26kb带宽内传输32～42kb
数字信息,因而在数字移动通信，如IS-136、PDC、PACS等
系统中获得了应用。
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3.3.4
复四相扩频调制（CQPSK）
扩频系统的调制是二次调制，即第一次为扩频码调制，
第二次为载波调制。解调时首先进行载波解调，再进行扩频
WCDMA和CDMA2000
复四相扩频调制与解调。
复四相扩频调制与解调结构原理分别如图3-18和图3-19
所示。CQPSK属于正交四相调制。实现时，发送端首先将
信源输出的基带信号分为I、Q正交的两个支路，然后对每
路进行复四相调制。也就是说，CQPSK相当于I、Q两路独
立的四相调制，其中每路都具有一般QPSK的性能，因此频
谱效率比QPSK高一倍。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
图3-18 复四相扩频调制原理框图
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第3章 移动通信中的调制解调技术
图3-19 复四相扩频解调原理框图
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第3章 移动通信中的调制解调技术
理想的扩频、解扩的第一次调制不影响第二次调制、解
调的性能。扩频系统中与未扩频的常规调制、解调（第二次
调制与解调）具有相同的理论性能。
在CDMA2000以及WCDMA的扩频调制中，广泛采用
CQPSK及其进一步组合改进的混合移相键控HPSK
（HybridPhraseShiftKeying），其结构如图3-20所示。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
图3-20 HPSK原理框图
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3.4
正交振幅调制（QAM）
为了在频带受限的信道上传输更多的数据，人们不断地研究
如何提高频谱利用率。一般来说，多进制的幅度调制或相位调制
都能在相同的频带宽度内提高数据传输速率。但是，随着进制数
M值的增加，在信号空间中，即星座中各信号点之间的最小距离
要减小，相应的信号判决区域也要减小，因而当信号受到噪声干
扰时，接收信号产生错误的概率也将随之增大。为了不增加接收
信号的误码率，必须增加信号的发送功率。因此，多进制调制技
术之所以能提高其频谱利用率，往往是以牺牲其功率利用率为代
价的。于是，提出了所谓数字调幅调相，又称为幅度相移键控
（APK），它是将调幅和调相结合起来的一种调制方式。这种调
制方式，在给定M和误码率条件下比PSK的功率利用率高，但设
备要复杂一些，对信道的非线性也要敏感一些。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
下面对16APK信号做一简单介绍。
16APK的两种星座安排分别如图3-21(a)、(b)所示。为
了便于比较，图（c）中还画出了16PSK的星座表示，
16PSK信号只有一种幅度，即恒定包络线，没有幅度调制，
但有16种相位变化；图（a）有3种幅度变化，其中两种幅度
伴有4种相位变化，1种幅度伴有8种相位变化；图（b）的星
座有4种幅度，4种相位变化，它们都组成具有16点的星座。
其中图（a）就是16QAM
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图3-21 16APK、16QAM和16PSK星座图
(a)16APK，16QAM；(b)16APK；（c)16PSK
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16PSK信号的最大功率与平均功率是一样的，而对于
16QAM，当各信号点等概率出现时，最大信号功率与平均
功率相差约2.55dB，因此，如要求在平均功率相等的条件下
比较，16QAM的抗噪声性能优于16PSK
正交振幅调制的一般表示式为
y(t )  Am cos ct  Bm sin ct ,
0≤ t ＜ Tb
（3.24）
式(3.24)由两个相互正交的载波构成，每个载波被一组离散
的振幅{Am}、{Bm}所调制，故称这种调制方式为正交振幅调
制。式中：Tb为码元宽度；m=1，2，…，M，M为Am和Bm的
电平数。
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对QAM调制而言，如何设计QAM信号的结构不仅影响
到已调信号的功率谱特性，而且影响已调信号的解调及其性
能。常用的设计原则是在信号功率相同的条件下，选择信号
空间中信号点之间距离最大的信号结构，当然还要考虑解调
的复杂性。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
由图3-21可知，16PSK相邻信道距离 D16 PSK
 
 2 A sin    0.39 A
 16 
16QAM相邻信道距离 D16QAM  2  0.47 A ，其中L为两个正交方向
L 1
（x、y轴）上的电平数，此处L=4。D16QSM超过D16PSK约1.64dB。
实际上，应该在信号的平均功率相等的条件下，对上述信号点距
离进行比较。可以证明，QAM信号的最大功率与平均功率之比为
1.8；而16PSK的平均功率等于最大功率（恒定包络）。所以在平
均功率相等的条件下，16QAM的相邻信号距离超过16PSK的相邻
信号距离约4.19dB。但即使在白噪声条件下，16QAM调制要想达
到10-4的误码率，所需的信噪比也高达32dB。如直接把它用到移
动通信中，所需的信噪比会更高，不太现实。因此，将QAM应用
到移动通信中时，需要采取衰落补偿措施。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
QAM的调制和相干解调框图如图3-22所示。在调制
端，输入数据经过串/并变换后分为两路，分别经过2电平到
L电平变换，形成Am和Bm。为了抑制已调信号的带外辐射，
Am和Bm还要经过预调制低通滤波器，才分别与相互正交的
各路载波相乘。最后将两路信号相加，就可得到已调输出信
号y(t)。
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第3章 移动通信中的调制解调技术
图3-22
QAM调制解调原理框图
(a)调制原理框图；(b)解调原理框图
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在接收端，输入信号与本地恢复的两个正交载波信号相
乘后，经过低通滤波器、多电平判决、L电平到2电平变换，
再经过并/串变换，就可以得到输出数据。
常用的一种QAM的信号空间如图3-23所示，这种星座
称为方型QAM星座。这种QAM可以看成脉冲振幅调制信号
之和。为改善方型QAM的接收性能，还可以采用星型QAM
星座，如图3-24所示。将十六进制方型QAM和十六进制星
型QAM进行比较，可以发现，星型QAM的振幅环由方型的
3个减少为2个，相位由12种减少为8种，这将有利于接收端
的自动增益控制和载波相位跟踪。
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图3-23
方型QAM星座
(a)4QAM；(b)16QAM；(c)64QAM
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图3-24
星型QAM星座
(a)4QAM；(b)16QAM；(c)64QAM
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