Transcript NEW 第四章光电信号检测电路

第4章 光电信号检测电路
主要内容
一．光电检测电路的设计要求
二．光电信号输入电路的静态计算
三．光电信号检测电路的动态计算
四．光电信号检测电路的噪声
五．前置放大器
六．光电检测电路举例
通常的光电检测电路组成
光电器件
输入电路
前置放大器
光电器件是实现光电转换的核心器件，是沟通光学量和电子系统
的接口环节，把被测光信号转换成相应的电信号。
输入电路是为光电器件提供正常的工作条件，进行电参量的变换，
同时完成和前置放大器的电路匹配。
前置放大器将光电器件输出的微弱电信号进行放大，同时匹配后
置处理电路与检测器件之间的阻抗。
一．光电检测电路的设计要求
设计原则：根据光电信号的性质、强弱、光学的和器件的噪
声电平以及输出电平和通频带等技术要求来确定电路的连接形
式和电路参数，保证光电器件和后续电路最佳的工作状态。使
整个检测电路满足下列要求：
1. 灵敏的、较强的光电转换能力：光电灵敏度。
2. 快速的动态响应能力：频率响应及选择特性。
3. 最佳的信号检测能力：信噪比(SNR)、等效噪声功率(NEP)。
4. 长期工作的稳定性和可靠性：
二．光电信号输入电路的静态计算
静态计算法是对缓慢变化的光信号采用直流
电路检测时使用的设计方法，由于光电检测器件
的非线性伏安特性，所采用的方法包括非线性电
路的图解法和分段线性化的解析法。按照伏安特
性的基本性质可分为三种类型：恒流源型、光伏
型和可变电阻。下面以光电二极管或光电池为线
索分别介绍各种工作状态下的电路计算方法。
4.2.1 恒流源型器件光电信号输入电路
i / mA
5
4
3
2
1
在工作电压较小时，曲线呈弯曲，存在一个转折点M，
随电压增大，输出电流变化不大，趋于恒流。与晶体管集电
极特性曲线类似，可以采用晶体管放大器类似的方法分析。
区别在于光电流控制输出电流，而光电流是由输入光功率控
i / uA
制的。
i / mA
75lm
10000lx
800
16
12
6000lx
50 lm
200 400 600 800 1000
光电倍增管
0
40
M
15mW / cm 2
10mW / cm 2
2000lx
500lx
U /V
20mW / cm 2
8
4000lx
400
25lm
0
0
1200
100lm
80
光电二极管
4
5mW / cm 2
U /V
120
0
U /V
5
10
光电三级管
15
1、图解计算法：利用包含非线性元件的串联电路的图解
法对恒流源器件的输入电路进行计算。
Ub
io

RL
 0  
 I
I
U
RL
Ub
0
 0  
Q
IQ
 I
负载线方程：
U I   U b  IRL
负载线与对应输入光通量为
o
arctan 1 RL 
 U U Q  U
Ub Uo
Φ0时的器件的伏安特性曲线交点Q，即为输入电路的静态
工作点，当Φ0改变ΔΦ时，在负载电阻RL上产生的  电
U
压信号输出和  的电流信号输出。
图解法适用于大信号状态下的电路分析，
在大信号状态下，可定性地输出信号的波形
畸变。在做光电开关情况下，可借助图解法
合理地选择电路参数，如最大工作电流、最
大工作电压和最大耗散功率。
图解法的应用：
1、负载电阻的影响分析：
RL1  RL 2  RL3
io
RL 2
RL 3
o
M
RL1
Q
 0  
0
 0  
Ub Uo
图中给出了Ub不变时，RL
的大小对输出信号的影响：
输入光通量变化时，负载
电阻的减小会增大输出信号电
流，而减小输出电压。同时负
载电阻的减小会受到最大工作
电流和功耗的限制。而过大的
RL又使输出负载线进入非线性
区，使输出信号波形畸变。
图解法的应用：
2、偏置电压的影响分析：
io
功耗限制
 0  
0
 0  
o
U b1
U b2
U b3
Uo
图中给出了RL 不变时，Ub
的大小对输出信号的影响：
当偏置电压增大时，输出
信号电压幅度也随之增大，线
性度得到改善，但电路的功耗
随之加大，过大的偏置电压会
引起光电二极管的反向击穿。
利用图解法确定输入电路的负载电阻和反向偏
置电压大小时，应根据输入光通量的变化范围和输
出信号的幅度要求使负载线稍高于转折点M，以便
得到不失真的最大电压输出，同时保证反向偏压不
大于器件的最大工作电压Umax。
1. 由ΔΦ和ΔI选择RL和Ub超过转换点M，以便有最
大不失真电压输出。
2. 同时保证Ub不大于器件最大工作电压Umax
2、解析计算法：对光电器件的非线性伏安特性进行分段
折线化，称为折线化伏安特性。
折线化的画法
i
i
M
arctan G
Q
IQ
P
Ip
arctan G0
O
M
U0
折线化的画法一
Id
P0
U
arctan G0
O
arctan G
U0
折线化的画法二
U
折线化伏安特性可用下列
参数确定：
①转折电压U0—对应于曲线
转折点M处的电压值。
i
M
Q
IQ
②初始电导G0—非线性区近
似直线的初始斜率。
arctan G0
③结间漏电导G—线性区各
平行直线的平均斜率。
④光电灵敏度S—单位输入
光功率所引起的光电流值。
O
arctan G
P
Ip
U0
P0
Id
光电灵敏度的表达式：
P为输入光功率
Ip
S
P Ip为对应的光电流
U
i
M
arctan G
折线化的分析原则：
利用折线化的伏安特性， 可将
线性区内任意Q点处的电流值I表示
为两个电流分量的和：
arctan G
Q
IQ
P
Ip
P0
0
I Q f U ,    I d  I p
Id--为与二极管端电压U成正比，
由结间漏电导形成的无光照电流
（暗电流）。
Ip—为与端电压无关，仅取决于
输入光功率Φ的光电流。有：
I  I d  I p  GU  S
O
U0
Id
U
那么理想的光电二极管等效
电路可表示为：
I
Ip
Rg  1
Ip
G
折线化伏安特性的分析：
在输入光通量变化范围Φmin~Φmax为已知的条件下，用解
析法计算输入电路的工作状态： i
 max
M
1、确定线性工作区域：
由最大输入光通量的伏安曲
线弯曲处即可确定转折点M。相
应的有转折电压U0和初始电导G0，
在线段MN有关系：
G0U 0  GU0
arctan GL
arctan G
N
arctan G0
O
 S max
U0
Ub U0
0
Ub U
由此可得：
S max
U0 
G0  G
或
S max
G0  G 
U0
2、计算负载电阻和偏置电压：
 max
i
为保证最大线性输出
条件，负载线和与对应的
伏安曲线效点不能低于转
折点M。设负载线通过M点，
可得关系：
U b  U 0 GL  G0U 0
当Ub已知时，可得负
载电导GL或电阻RL：
GL  1
M
I max

I
H
I min
N
arctan G0
O
U0
S max
 G0

RL
U b  U 0 U b 1  GG0  SGmax
0
 
U0
arctan G
U
U max
 min
arctan GL
0
Ub U
S max GL  G0 
Ub 
当RL已知时，可得偏置电源电压Ub为：
GL G0  G 
3、计算输出电压幅度：
M
I max
在输入光通量由Φmin变化到
Φmax时，输出电压幅度为：

I
H
I min
U  U max  U 0
由图中M和N点电流
值计算：
 max
i
N
arctan G0
O
GL U b  U max   GUmax  S min : H
GL U b  U 0   GU0  S max : M
联合求解：
GLU b  S min
GLU b  S max
U max 
U0 
G  GL
G  GL
U0
arctan G
U
U max
 min
arctan GL

Ub U
求得ΔU：
U  S
 max   min

S
G  GL
G  GL
 max
i
3、计算输出电流幅度：
M
I max
输出电流幅度：
I
I  I max  I min  GL U
I min
由下式

H
N
arctan G0
O

 max   min
U  S
S
G  GL
G  GL
可得：
 max   min
I  GL U  S
1  G GL
 min
U0
通常
arctan G
U
U max
arctan GL
0
Ub U
GL  G ，上式可简化为：
I  S   max   min   S  
 max
i
4、计算输出电功率：
M
I max

I
H
I min
由功率关系：
P  I  U
N
arctan G0
O
可得：
U0
P  I  U
 GL U 
2
 S 

 GL 
 G  GL 
arctan G
U
U max
 min
arctan GL
0
Ub U
4.2.2 光伏型器件光电信号输入电路
光伏型器件伏安曲线如图示，
位于第四象限，器件的端电压U和电
流I的方向相反对外电路形成电势，
具有赋能元件的性质。这类器件主
要是光电池和光电池工作状态下的
光电二极管。
光电池输出电流有下列形式：
I  I s (eU UT  1)  I p
0
0.1
0.2
0.3
U  U T ln
-0.2
-0.4

-0.6
-0.8
i / mA
光伏型器件伏安曲线
I  I p  I s 
Is
0.5
U /V
将光电池的伏安特性转到第一
象限，即规定电流的正方向，则
伏安特性可表示为：
I  I p  I s (eU UT  1)
或
0.4
等效电路
1、光伏型器件输入电路的形式：
无偏置型、反向偏置型和太阳能电池充电电路
I
2、无偏置输入电路的静态计算
电路方程：
Ip
Id
U  I  RL
U UT
I  I p  Is e
1

U

i
负载线与给定光通量Φ0对应
的伏安曲线的交点即为工作点Q。Q
点对应的U和I即为RL上的输出电流
和电压。光通量变化时形成相应的
输出电流变化和输出电压变化。
 I I Q
 
0
 
arctan GL
O
UQ
 U
U
RRL L
图解
法分
析：
光伏型器件负载电阻和光通量的影响分析：
I
Ip
如图中光通量从Φ1增加到Φ2时，
在短路状态RL=0时，输出电流增量
ΔI=Isc2-Isc1，输出电压为0。随着RL的
增大，电压增大。负载进一步增大，
电压饱和，电流变小。也就是说存在
一个临界电阻RM，经过RM之后，负载上
电压变为饱和，输出电流逐渐减小。
当处于最佳临界负载RM时，
光通量较小时，负载上输出电流
和电压近似随光通量成正比增加，
而当光通量较大时，输出电流和
电压逐渐呈现饱和。负载越大情
况越明显。
Id
U
RL
RL  0
R1
i
I sc2
RM
2
I
I sc1
R2
1
O
U1
U
U 2
另外，可以定量地描述负载电阻和入射光通量对电
路工作状态（U、I、P）的影响：
U、I、P

I  I p  Is e
U  U T ln
I RL UT
I p U
U T U
P  I U 
ln
RL

U
1
RL
 Is
P
I
Is
I p U
RL
Is
 Is
O
RM
RL
由下图可见，根据选用负载电阻的数值可以把光电池的工
作状态分作：短路或线性电流放大、空载电压输出、线性电压
放大和功率放大四个区域。
RL  0
1、负载电阻较小时，即I区
间。光电池处于短路或线性电流
RM
i I R1
II
放大，可实现电流变换。后续电
流放大级可从光电池中吸取最大

III
I sc2 2
的输出电流。光电流与光通量有
I
R2

良好的线性关系：
1
I sc1

I  I p  Is e
I  RL U T
 I p  I sc  S
和

1
IV
RL  0
U
O
U1
U
U 2
I  S  
优点：在短路状态下，器件噪声电流较低，改善信噪
比，适于微弱光信号检测。同时与受光面积成正比。
2、负载电阻较大时，即IV
区间。光电池处于断路或空载电
压输出，实现一种非线性电压变
换。光电池应通过高输入阻抗变
换器与后续放大器连接，相当于
输出开路。输出电压：
U  U oc  U T ln
I p  Is
Is
S 
 U T ln
 U T ln
Is
Is
Ip
RL  0
i I R1
I sc2
RM
II
2
I
I sc1
III
R2
1
IV
U
O
U1
U
U 2
U oc  0.45 ~ 0.6V
优点：光电池输出电压的变化不需加偏置电源即可组成控
制电路，实现光电开关作用。且较小光通量即可实现较大开路
电压的变化，对弱光检测有利。但容易受温度影响，频率特性
不理想。输出电压小。输出电压与受光面积的对数成正比。
通常光电池的开路电压为0.45～0.6V，在入射光强从零到某一
定值作跳跃变化的光电开关等应用中简单地利用Uoc的电压变化
不需加任何偏置电源即可组成控制电路，这是它的优点。
此外，由伏安特性可以看到对于较小的入射光通量，开路电压
输出变化较大，这对弱光信号的检测特别有利。
这种使用方式的频率特性不好，受温度影响也较大，这是它的
不足之处。
3、在II区间，可得到线性电
压输出，在串联的负载电阻上得
到与输入光通量近似成正比的信
号电压，负载增大可提高输出电
压。但超过RM 值时输出信号发生
非线性畸变。
RL  0
i I R1
I sc2
RM
II
2
I
I sc1
III
R2
1
IV
RM值的确定：
对 I  I p  I s e I R
L
UT

U
O
 1 展开幂级数
U1
U
U 2

IRL 
1  IRL 
  
I  S 
I s 1  

UT
2
i
U
T




已知Is<<I，要使输出电流I和
输入光功率Φ成线性关系
I=SΦ，则要求： IRL
UT
 1
已知最大允许光电流IM，相应的光通
为ΦM时，可得到输出最大线性电压的
负载RL应满足：
RL  RM
UT
26mV


IM
S M
RL  0
对应于Φmax±ΔΦ的输入光功
率变化时，负载上电压信号变化
为：
i I R1
I sc2
U  RM I M

 26mV
 max
II
2
I
26mV

S
S M
RM
I sc1
III
R2
1
IV
U
O
U1
U
U 2
0.7U oc
在线性关系要求不高情况下，可由经验数据，利用图解
法简单地得到临界负载电阻RM的值和电阻上电压UM:
U M  RM I M  0.7U oc
RM
0.7U oc

S max
Uoc对应最大的输出电压。
说明：在线性关系要求不高的情况下，可以利用图解法简单
地得到临界电阻Rs值。
此时，在电压轴上选取临界电压Us＝0.6Uoc的垂直线，与对应
伏安曲线相交于S点，这样也可以得到临界电阻的负载线。
此处倍数0.6是经验数据。由于临界电阻Rs上的电压Us为：
Us≈RsIs＝0.6Uoc
所以，Rs值可近似计算为：Rs《0.6Uoc/Ip＝0.6Uoc/SΦmax
式中，Uoc是对应Φmax时的值，对应的输出电压的变化为：
ΔU＝RsΔIp＝(0.6Uoc/SΦmax)·SΔΦ＝0.6Uoc·(ΔΦ/Φmax)
4.2.3 可变电阻型器件光电信号输入电路
光敏电阻的阻值表示为：R  1 
G
1
G p  Gd
光敏电阻的一般电路如右图。其
阻值随输入光通量改变的伏安特性如
右下图：以输入光功率为参量的通过
原点的直线组，在一定范围内光敏电
i
阻阻值不随外电压改变，仅取决于输 U
R
入光通量Φ或光照度E。
b
R
IL
RL
UL
Ub
光敏电阻电路
1
L
利用图解法分析光敏电阻
输入电路如图示。在建立负载线 I
之后即可确定对应于输入光通量
Φ1~Φ3变化的输出信号。
O
U  U b  I L RL
arctan G
2
Q
3
U
Ub
U
图解法伏安曲线
利用解析法分析光敏电阻输入电路
按照线性电路规律，依图有：
IL
Ub

R  RL
UL

RL

Ub
R  RL
当光通量变化时，光敏电阻变化ΔR，引起
负载上输出电流ΔI和输出电压ΔU的变化：
I L
又 R
Ub

R
2
R  RL 
1
, Gp  S  
G p  Gd
所以 R   S   2   R 2 S
G
p
 Gd 
R
IL
RL
UL
Ub
R 2U b S
即有： I  R  R 2 
L
和
R 2U b S
U L  RL I L 
RL 
2
R  RL 
光敏电阻的两种工作状态
1）恒流偏置电路
当RL>>R时，I L  U b RL
2
R U b S
R 
I L SU b  2



R  RRL L 
2
R
IL
RL
UL
Ub
负载电流与光敏电阻阻值无关，近似保持常数。表明：输出信
号取决于光敏电阻和负载电阻的比值，与偏压成正比。电路信噪比
高，适于高灵敏度测量。但偏置电压高达100V以上，这给使用带来
不便。通常用晶体管代替负载电阻（降低偏置电压）实现恒流偏置。
2）恒压偏置电路
选取RL<<R时，加在光敏电
阻上的电压近似为电源电压
Ub，与RL无关。
输出信号电压为：
R 2U b S
U LURLL 
I L SU
 b RL 
RL 
2
R  RL 
适用于检测器本身噪声较大时。
其中：SΔΦ=ΔG是光敏电阻的电导变化量，是引起
信号输出的原因。
上式表示恒压偏置的输出信号与光敏电阻值无关，
仅取决于电导的相对变化。
这样，检测电路在更换光敏阻值时对电路初始状态
影响不大。
这是该电路的优点。
电桥输入电路（避免可变电阻型器件受环境温度的影响常采用电桥电路）
电桥在无辐射照射时，
电桥平衡条件：
I1
RT 1
R1
RT 1R2  RT 2 R1
U0
Ub
电桥在有辐射照射在RT1
上时，温度升高引起电阻变
化可表示为：
RT 2
I2
输出电压Uo等于0。
A
R2
此时电桥失去平衡，有电压输出为：
RT 1  R01  R
U b R01  R 
U b RT 2
U b R2 R
U0 


R01  R  R1 RT 2  R2 R01  R  R1 RT 2  R2 
在弱辐射作用下，ΔR<<R01+R1，取R1=R2=R和R01=R02=R0，
则：
U R
U R
U0 
b
R0  R 
2
R
可求得在R=R0时，
U0有最大值：
U 0,max 
b
4
R
4.3 光电信号检测电路的动态计算
光电检测电路接收交变光信号时，与缓变光信号
相比，交变信号有更丰富的频率分量，信号微弱时
还需要多级放大等。与检测电路的设计不同，在分
析和设计交变光信号检测电路时，需要解决下面的
动态计算问题：
1、确定检测电路的动态工作状态，使交变光信
号作用下负载上能获得最小非线性失真的电信号输
出。
2、使检测电路具有足够的频率响应，以能对复
杂的瞬变光信号或周期光信号进行无频率失真的变
换和传输。
4.3.1 光电信号输入电路的动态计算
为提供光电检测器件正常的工作条件，首先要在
交变光信号输入电路中建立直流工作点。另一方面要
考虑后续电路的等效输入阻抗与输入电路直流负载电
阻的并联。
下面分别以光电二极管和光电池为例介绍其交流
检测电路的动态计算方法。
1） 光电二极管交流检测电路
Cc
交变光信号输入光照度：
e  E0  Em sin t
检
测
电
路
Rb
RL
Ub
交流信号视电容短路，负载为Rb
和RL并联，画交流负载线，通过
M点，以便充分利用线性空间。
i
IQ  I m
E0  Em
M
E0
Q
交流负载线与E0的伏安特性交点
为Q点，通过Q点图解可以得到Rb
和Ub。
IQ
IQ  I m
o
E0  Em
N
arctan Gb
U Q  U mU QU Q  U m
Ub U
下面计算负载RL上（或后续电路输入阻抗）的输出电压和输
出功率值。
在三角形MHQ中，交流负载线MN的斜率GL+Gb。交流负载电流峰
值为Im，有：
Im
Um 
GL  Gb
I m  S E Em  GUm 可得：
由线段MH，有电流关系：
S E Em
Um 
GL  Gb  G
i
IQ  I m
负载电阻RL上输出功率PL为：
E0  Em
M
E0
Q
IQ
1
1
1
PL 
IL
U m  I LU m
2
2
2



S E Em
1
1
2
GLU m  GL 

2
2
G

G

G
b
 L

H
2
IQ  I m
o
E0  Em
N
arctan Gb
U Q  U mU QU Q  U m
Ub U
上式中对RL求偏微分，计算最大功率输出下的负载电阻
RL0(推导过程略)，可得：
GL 0  Gb  G
称为阻抗匹配条件。此时负载上输出电压峰值Um0、
最大输出功率有效值PLm和输出电流峰值IL0为：
Cc
U m0
S E Em

2GL 0

S E Em 

2
PLm
8GL 0
Rb
1
 GL 0U m2 0
2
I L 0  2 PLm U m 0
1
 S E Em
2
Ub
RL
下面求解最大功率输出条件的直流
偏置电阻Rb0和电源电压Ub，由解析
法计算，Q点的电流值由伏安特性，
可知：
i
IQ  I m
由两式得：
GbU b  S E E0
UQ 
G  Gb
另外，在电压轴上Q点处的
电压UQ为：
S E Em
U Q  U m0  U M 
UM
2Gb  G 
M
E0
Q
IQ
H
IQ  I m
I Q  GU Q  S E E0
由负载线得：
I Q  U b  U Q Gb
E0  Em
E0  Em
N
arctan Gb
o
UM
U QU  U
Q
m
Ub U
由UQ的两个式子可计算出
Gb0或Rb0为：
Gb 0 
S E 2 E0  Em   2GU M
2U b  U M 
或
Rb 0
2U b  U M 

S E 2 E0  Em   2GU M
2） 光电池交流检测电路
Cc
交变光信号输入光照度： e  E0  Em sin t
直流负载线是通过原点且斜率为
Gb的直线，与E=E0的伏安特性相
交于Q点。
交流负载线通过Q点，斜率为
Gb+GL，与最大光照度伏安特
性交于M点。
M点的电压UM应满足：
U M  U Q  U m  0.7U oc
Rb
UQ U m
O
U Q UQ  U m
RL
U
arctan Gb
I Q  I m E0  Em
IQ
IQ  I m
i
E0
E0  Em
Q
M
arctan Gb  GL 
与光电二极管的解析计算过程类似，可求得对光电池交流
检测电路有最大功率输出的条件为：GL=Gb=GL0
C
c
在最大功率输出条件下的输出电压、
功率和电流的表达式：
Rb
U m0 
RL
S E Em
2GL 0
2

S E Em 

1
PLm
 GL 0U m2 0
8GL 0
2
1
I L 0  2 PLm U m 0  S E Em
2
最大功率输出条件的直流偏置电阻
的数值可计算为：
2U M
Rb 0  RL 0 
S E 2 E0  Em 
UQ U m
O
U Q UQ  U m
U
arctan Gb
I Q  I m E0  Em
IQ
E0
I Q  I m E0  Em
i
Q
M
arctan Gb  GL 
4.3.2 光电检测电路的频率特性
光电器件的自身惯性和检测电路的耦合电容、分布电容等
非阻性元件的存在。使光电检测电路需要一个过渡过程才能对
快速变化的输入光信号建立稳定的响应。在检测技术中常采用
频域分析法。
在光电器件以各种耦合方式和电路器件组成检测电路时，
其综合动态特性不仅与光电器件本身有关，而且主要取决于电
路的形式和阻容参数，需要进行合理的设计才能充分发挥器件
的固有性质，达到预期的动态要求。描述检测器件频率响应通
道的参数是通频带ΔF，它是检测电路上限和下限截止频率所
包括的频率范围。ΔF愈大，信号通过能力愈强。
本内容以器件等效电路为基础，介绍检测电路的频率特性，
并给出根据被测信号的技术要求设计检测电路的实例。
1、光电检测电路的高频特性
Cc
除热释电器件外，大多数光电、
热电检测器件对检测电路的影响突出地
表现在对高频光信号响应的衰减上。
耦合电容对高频信号视为短路。
SEe
ig
Rg
ij
C j Rb
RL
Ub
光电二极管交流检测电路
微变等效电路图 
ib Cc
Rb
e=E0+Emsinωt为输入光照度;
iL为负载电流;
iL
RL
Cj为光电二极管结电容；
UL
ib为偏置电流，ij为结电容电流;
ig为反向漏电流。
均为复数值。

由图得：
SEe
SEe
UL 
, iL  U L RL
g  GL  Gb  jC j
g  1 Rg
上式可改写成：
ig
Rg
S E e g  GL  Gb 
S E e g  GL  Gb 
UL 

Cj
1  j



1  j 
 g  GL  Gb 
其中

Cj
ij
ib Cc
C j Rb
iL
RL
称为检测电路
的频率特性
1
可得上限频率： f H 
2
g  GL  Gb
可见，检测电路的频率特性与
称为检测电路的时间常数 光电二极管参数Cj和g有关，还
取决于放大电路的参数GL和Gb。
U
对应检测电路不同的工作状态，频率特性式可有
不同的简化形式：

① 给定输入光强度，希望负载上
获取最大功率输出。
SEe
i j ib Cc
iL
C j Rb
RL
ig
Rg
要求满足的条件式： RL  Rb和g  Gb
此时:
RL
 SEe
S E e g  GL  Gb  S E e 2GL
UL 

 2
1  j
1  j
1  j
时间常数和上限频率分别为：
RL
  Cj
2
1
1
fH 

2 RLC j
U
② 电压放大时，希望在负载上获得最大电压输出

SEe
要求满足的条件式:
RL  R（
b RL  10 Rb）且g  Gb
此时:
ig
Rg
i j ib Cc
iL
C j Rb
RL
S E e g  GL  Gb  S E eRb
UL 

1  j
1  j
时间常数和上限频率分别为：
  RbC j
1
1
fH 

2 2RbC j
U
③ 电流放大时，希望在负载上获得最大电流输出

SEe
要求满足的条件式:
RL  R（
b 10 RL  Rb）且g很小
此时:
ig
Rg
i j ib Cc
iL
C j Rb
RL
S E e g  GL  Gb  S E eRL
UL 

1  j
1  j
时间常数和上限频率分别为：
  RLC j
1
1
fH 

2 2RLC j
U
总结：
1、为从光电二极管得到足够的信号功率和电压，
负载电阻RL和直流偏置电阻Rb不能很小，阻值过大，
又使高频截止频率下降，降低通频带，因此要由增
益和带宽综合考虑选择负载大小。
2、在电流放大情况下，负载RL取得很小，由后
级放大得到足够的信号增益。因此采用低输入阻抗、
高增益的电流放大器使检测器件工作在电流放大状
态，以提高频率响应。这种高增益放大器可在不改
变信号通频带的前提下提高信号的输出电压。
2、光电检测电路的综合频率特性
Cc
Cc
Rb
RL
Rg
Cj
C0
Rb
检测电路
Ci
RL
等效电路
光电检测电路、等效电路如图。其中考虑了隔直电容、分布电容和放大输
入电容的影响。这些参数是确定电路通频带的重要因素。图中C0是电路的
布线电容，Ci是放大器输入电容，Cc是级间耦合电容。输入电路的频率特
性可写成：
KT0 j
U L  j 
W  j  

1  jT1 1  jT2 
E  j 
其中
K 
S E Rg Rb
Rg  Rb
当Rg>>Rb
K  S E Rb

2
2
式中： T1, 2  T 1  1  4 T3 T
T32  T4T5  T4T6  T6T0
T4  Ci RL // Rb   Ci

GL  Gb 
T5  Cc Rb // Rg   RbCc
T6  C0  C j Rb // Rg   C0  C j  GL  Gb 
T0  Cc RL，T  T4  T5  T6  T0
KT0  S E Rb RLC0
实际对数特性
输入电路的振幅频率特性：
W  j  
1  T
20 lg W  j 
KT0
3dB
 2 1  T22 2 
规整化特性
 20dB
10倍频
2
1
对数频率特性：
20 lg W  j   20 lg KT0 
 20 lg T1   20 lg T2 
20 lg
O
1  1 T1
KT0
T1
0 2  1 T2
对数频率特性

综合对数频率特性可分为：
Cc
1、高频段（ω>ω2=1/T2）
W  j  
KT0 j
1  jT1 1  jT2 
1  jT1  jT1
Rg
20 lg W  j 
Cj
等效电路
3dB
KT0 T1
WH  j  
1  jT2
ω2称为上限截止频率。
检测电路中的高频衰减主要是因
为电路中各电容容抗随ω的增加
而减少，电容分流作用的加大使
输出信号变小。
Rb
C0
20 lg
O
1  1 T1
Ci
RL
 20dB
10倍频
KT0
T1
0 2  1 T2
对数频率特性
高
频
段

Cc
2、中频段（ω1<ω<ω2）
ω0为这段频率的中心频率。频
率满足ωT1>>1和ωT2<<1。相应
的频率特性为：
W  j  
KT0 j
1  jT1 1  jT2 
Rg
Cj
可见，中频段范围内输入电路可
看作理想的比例环节，这段频率
区间称做电路的通频带。
Ci
RL
等效电路
20 lg W  j 
3dB
1  jT1  jT1和1  jT2  1
WM  j   KT0 T1
Rb
C0
20 lg
O
20dB
10倍频
KT0
T1
1  1 T1
0 2  1 T2
中
频
段
对数频率特性

Cc
3、低频段（ω<ω1=1/T1）
Rg
KT0 j
W  j  
1  jT1 1  jT2 
1  jT2  1
jKT0
WL  j  
1  jT1
ω1称为低频或下限截止频率。
检测电路中的低频衰减的物理原
因是电路中串联耦合电容的容抗
随ω的减小而增大，信号在电容
上压降的提高使输出信号变小。
Cj
Rb
C0
Ci
RL
等效电路
20 lg W  j 
3dB
20 lg
O
1  1 T1
20dB
10倍频
KT0
T1
0 2  1 T2
低
频
段
对数频率特性

3、光电检测电路频率特性的设计
光电检测电路设计的基本要求：保证所需要检测灵敏度的前提
下获得最好的线性不失真和频率不失真，频率不失真是检测电
路频率特性设计需解决的问题。
对快速变化的复杂信号是若干不同谐波分量的叠加，对确定的环
节，描述它对不同谐波输入信号的响应能力的频率特性是唯一确
定的。对多级检测系统可用其组成单元的频率特性间的简单计算
得到系统的综合频率特性，有利于复杂系统的综合分析。
信号的频率失真会使某些谐波分量的幅度和相位发生变化导致合
成波形畸变。为避免频率失真，保证信号的全部频谱分量不产生
非均匀的幅度衰减和附加的相位变化，检测电路的通频带应以足
够的宽裕度覆盖住光信号的频谱分布。
3、光电检测电路频率特性的设计
检测电路频率特性的设计大体包括下列三个基本内容：
① 对输入光信号进行傅里叶频谱分析，确定信号的频
谱分布；
② 确定多级光电检测电路的允许通频带宽和上限截止
频率；
③ 根据级联系统的带宽计算方法，确定单级检测电路
的阻容参数。
下面通过一个实例说明频率特性设计的方法：
3、光电检测电路频率特性的设计
例：用2DU1型光电二极管和两级相同的放大器组成光电检测电
路。被测光信号的波形如图，脉冲重复频率f=200kHz，脉宽
t0=0.5µs，脉冲幅度1V，设光电二极管的结电容Cj=3pF，输入
电路的分布电容C0=5pF，设计该电路的阻容参数。
1V
t0  0.5us
t
t  5us
3、光电检测电路频率特性的设计
解：（1）首先分析输入光信号频谱，
确定检测电路的总频带宽度。
周期为T=1/f的方波脉冲时序信号，其频谱
是离散的，谱线的频率间隔为：
f  1 T 
1
 200kHz
5s
1V
t0  0.5us
t
t  5us
K
频谱包络线零值点的分布间隔为：
F  1 t0 
1
 2MHz
0.5s
取包络线第二峰值作为信号的高频截止频率，
包含15个谐波成分，高频截止频率fHC取为：
f HC  200kHz 15  3MHz
f  1
T
0
1
F 1
2
4
5
f / MHz
t0
此时，认为光信号是不失真的。
频率的零频分量确定信号的直流成分，不影响变化的波形，但为采用交
流放大利用阻容耦合电容隔直。取低频截止频率fLC为200Hz，则检测放大
器的总频带宽近似为ΔF≈3MHz。
3、光电检测电路频率特性的设计
（2）确定级联各级电路的频带宽
由设计要求，检测电路由输入电路和两级相同放大器串联而成，
设三级带宽相同，根据电子学系统频带宽计算式，相同n级级联
放大器的高频截止频率fnHC和低频截止频率fnLC为：
f nHC  f H 2
1 n 
1
f nLC 
fL
21 n   1
将fnHC=fHC=3MHz、fnLC=fLC=200Hz和n=3代入上两式，可得：
fH 
3
21 3  1
MHz  6MHz
f L  200 Hz  21 3   1
 102 Hz
则输入电路和单级放大器的通频带宽相同，且： F
 6MHz
3、光电检测电路频率特性的设计
（3）计算输入电路参数
带宽为6MHz的输入电路宜采用电流放大（？）方式，利用前述
公式可计算出。
1
RL 
 3.3k
  RL C j  C0
2f H C j  C0 


1
1
RL为后级放大器的输入阻抗，若
fH 

取RL为2kΩ，为保证RL<<Rb，取
2 2RL C j  C0
Rb=(10~20)RL，即Rb=10RL=20kΩ。

耦合电容C的值是由低频截止频率决定的。
由fL=102Hz和下式
1
取C=1µF，对于第一
fL 
2 RL  Rb C
级耦合电容可适当增
1
F  0.07 F 大10倍，取电容值
可计算C值为：C 
2 RL  Rb C
C=10µF。（why?）

3、光电检测电路频率特性的设计
（4）计算输入电路参数
选用二级通用的宽带运算放大器，放大器输入阻抗小于
2kΩ，放大器通频带要求为6MHz，这里取为10MHz。得到
如图所示的检测电路。
图中输入电路的直流电源为50V，低于2DU1型光电二极管的
最大反向电压。并联的500µF电容用以滤除电源波动。为减
少C电解电容寄生电感的影响，并联了Cp=200pF的电容。
2DU 1
50V
C  10F


500F
R
Rb
20k
2k
200 pF

C

C
2k
4.4 光电信号检测电路
的噪声
检测器在光电转换过程中，既存在检测信号电压或信号电
流，还伴随着无用的噪声电压或噪声电流。噪声是一种随机
过程，其波形和瞬时振幅及相位是无规则变化的，无法精确
测量，只能用统计的理论和方法去处理。
系
统
噪
声
外部噪声
包括辐射源随机波动和附加的光调制、光路传
输介质的湍流和背景起伏、杂散光的入射及检
测系统所受到的电磁干扰
这些噪声可以通过稳定辐射源、遮断杂光、选
择偏振面或滤色光片及电气屏蔽、电干扰滤波
等加以改善或消除。
内部噪声
是光电检测器件和检测电路等器件固有噪声，
是基本物理过程决定的，不可人为消除。
噪声和有用信号同时存在相互混淆，影响信号检测的准确性，限
制检测系统的分辨率的提高。光电信号处理过程核心问题之一就
是有关噪声干扰的分析以及如何从噪声中提取微弱的信号。在检
测电路设计中，需综合噪声估算，确保检测系统必需的信噪比。
4.4.1 检测电路的噪声等效处理
光辐射检测器中存在的内部噪声主要有热
噪声、散粒噪声、半导体中产生复合噪声、
温度噪声和闪烁（1/f）噪声。
在一个检测系统中，检测器产生的噪声对
系统性能的影响比前置放大器和其它信号处
理部件产生的噪声要大得多。
一般光电检测器件中主要的噪声是热噪声
和散粒噪声。下面做简要介绍并讨论等效噪
声电路。
4.4.1 检测电路的噪声等效处理
1、噪声
① 热噪声
热噪声是电阻性电路器件的共性噪声，噪声电压均方值
取决于材料的温度，并有关系式：
U  4kT  R f df
f2
2
T
f1
式中：k为波尔兹曼常数；T为材料的热力学温度；
R( f )表示电阻随频率的变化关系；
f  f 2  f1为热噪声的频谱分布宽度。
在纯电阻的简单情况下，R与频谱无关，上式可变为：
U T2  4kTRf
相应的噪声电流均方值为：
I T2  4kTf R
4.4.1 检测电路的噪声等效处理
温度一定时，热噪声只与电阻和通频带有关，因此热噪声又称电阻噪声
或白噪声。与频率无关，在通带内任何频率上噪声电压和噪声功率是同
样数值，即噪声功率谱在通带内产平坦的。带宽愈大，噪声功率愈大。
但只适合于1012Hz以下的频率范围。
当温度为T=300K时，kT=4.14×10-21J，电阻的噪声电压和电流有
效值变成：
U T  4kTRf  1.29 Rf 10
I T  1.29 f R J
10
J
1
2
1
2
例：室温下1MΩ电阻，如果检测电路的放
大倍数为1，则在电路通频带为Δf=30kHz
时输出的热噪声电压有效值是22.3µV。通
频带为10MHz时为400µV。整个白噪声的输
出电压为413mV。由此可见，检测电路通频
带对白噪声输出电压有很强的抑制作用。
U T2
白噪声
4kTR
O
信号通频带
f
f
4.4.1 检测电路的噪声等效处理
② 散粒噪声
散粒噪声是光辐射随机起伏导致和光电流的随机起伏所造成
的，光电子从材料表面逸出的随机性和PN结中载流子过结数
的随机性都是这种散粒噪声源。此外光辐射中光子到达率的
起伏在某些检测器光电转换后也表现为散粒噪声。
散粒噪声的量值不取
相应的噪声电流有效值In和在
决于温度，而由流过
负载电阻上引起的噪声电压Un
器件的平均电流决定。
分别为：
若器件的通频带为
I n  2qI DC f
Δf，它的散粒噪声
电流均方值为：
U n  I n R  R 2qI DC f
2
I n  2qI DC f
q为电子电荷量；
I DC为光电流平均值
散粒噪声也是与频率无关的白
噪声。
4.4.1 检测电路的噪声等效处理
2、等效噪声电路
工程上作噪声处理时，为计算方便，常作等效处理。将噪
声等效为相同形式的均方值（或有效值）电流源的形式，
便于与其它电器件以统一的方式建立起等效噪声电路：
如图示为简单电阻的噪声等效
电路，由热噪声电流源IT和电
阻并联。
若两个电阻串并联组成合成电
路，综合噪声电流等效电路的
噪声电流表示为：
R
IT
R
I T2  4kTf R 
RΣ为合成电阻。
在更为复杂的情况下，应将所有电阻合成简化电路，由上
式确定噪声等效电路。
4.4.1 检测电路的噪声等效处理
在电阻和电容C并联的情况下，电容C的频率特性使合成阻抗随
频率的增加而减少，合成电阻表示为：
R
U
白噪声


R f 
2
1  2fRC 


2
T
经过变换推导，可得噪声等效带宽Δfe：
4kTR
1
f e 
4 RC
O
信号通频带
f
由以上分析，并联RC电路对噪声的影响相
U T2
当于使电阻热噪声的频谱白噪声变窄为等效
噪声带宽Δfe，其物理意义：频带变窄后的
噪声非均匀分布曲线所围图形面积等于以
Δfe为带宽、4kTR为恒定幅值的矩形区面积。
也就是说用均匀等幅的等效带宽代替了实际 O
噪声频谱的不均匀分布。
噪声电压均方值变为：
U  4kTRf e
2
T
f
4kT  R f df
f2
f1
f e
f
这就是阻容电路热噪声的一般表
示式。适用于散粒噪声计算。
4.5 前置放大器
光电系统中微弱的光信号被深埋在噪声之中，要有效地利用这
种微弱信号，必须对其进行放大。光电检测系统中，光电器件
的输出端紧密连接一个低噪声前置放大器。
低噪声前置放大器的任务：
1、放大光电检测器件所输出的微弱电信号；
2、匹配后置处理电路与检测器件之间的阻抗。
对前置放大器的要求：
1、性能上：低噪声、高增益、低输出阻抗、足够的信号
带宽和负载能力，以及良好的线性和抗干扰能力。
2、结构上：紧凑、靠近检测器件，良好的接地与屏蔽。
通常要求性能良好的低噪声放大器作为光检测器件的前
置放大器。因此如何设计和应用低噪声放大器，如何将一定
偏置状态下的检测器件与前置放大器耦合是必须考虑的重要
问题。
4.5.1 放大器的噪声
1、放大器的噪声模型
将放大器内的所有噪声源折算到输入端，一个阻抗为零的
噪声电压源En串联在输入端和阻抗为无限大噪声电流源In与
输入端并联。放大器内部成为一个无噪声放大器。En和In通
过测量得到。这种等效模型称为放大器的En-In噪声模型。
2、等效输入噪声
信号源与放大器组成的系统的
噪声源为三个：En、In和Et。用
“等效输入噪声Eni”表示，可得
等效噪声源表达式：
En
Rs
Et
En
In
Zi
无噪声
放大器
Us
Eni2  En2  Et2  I n2 Rs2
考虑En和In相关性，引入相关项，等效输入噪声为：
Eni2  En2  Et2  I n2 Rs2  2CEn I n Rs
C为相关系数
U so
Eno
4.5.1 放大器的噪声
3、En和In的测量
当Rs很小时，Eni2中主要是En2占优势。
Eni2
En
Rs
Et
Ei
In
Zi
无噪声
放大器
U so
Eno
Us
 En2
2
2
2
2 2
E

E

E

I
Rs 很小
ni
n
t
n Rs
当Rs很大时，Eni2中主要以Et2和In2Rs2为主，且
Et2  Rs I n2 Rs2  Rs2
Et 
所以当Rs足够大时， Eni2中主要是In2Rs2起作用。
4kTRs f
可得到En和In的测量方法：
①放大器输入端短路，即Rs=0，测得放大器输出端的噪声电压均方值为
Au·En，用Au除之，得En。Au为放大器电压增益。
②取一个很大的电阻作为源电阻Rs，测得放大器输出端的噪声电压均方值
为Au·InRs，用Au·Rs除之，得In。
4.5.1 放大器的噪声
4、噪声系数—描述放大器的噪声性能
噪声系数是描述放大器或其它电路的噪声性能，噪声系数
F的定义为放大器总输出噪声功率与信号源电阻在放大器
输出端的噪声功率之比。可表示为：
Pno
F
Ap  Pni
Ap为放大器的功率增益；Pni为放大器的输入噪声功率，即源电阻产生
的噪声功率；Ap·Pni表示了源电阻在放大器输出端产生的噪声功率；Pno
为放大器输出端总的噪声功率。
引入Ap（输出信号功率Pso与输入信号Psi之比）表示式，
噪声系数可表示为：
Psi Pni
输入信噪比
F

Pso Pno 输出信噪比
4.5.1 前置放大器的噪声
噪声系数是对放大器引起信噪比恶化程度的量度，一个好的
放大器应该是在源热噪声的基础上增加尽可能少的噪声，使
噪声系数F接近于1。或者说使放大器的输出信噪比接近于输
入信噪比。
Pno
对式 F 
分子分母同除以Ap，并应用式
Ap  Pni
Eni2  En2  Et2  I n2 Rs2 和 Et  4kTRs f
可得：
En2
I n2 Rs
放大器总的等效输入噪声功率 Eni2
F
 2  1

输入端源电阻噪声功率
Et
4kTRs f 4kTf
式中Δf为放大系统的噪声等效带宽
噪声系数是功率比，可用分贝表示：NF  10 lg F
噪声系数主要是用于比较放大器的噪声性能，不一定是放大器噪声特性的最
佳合适标志。因为同一放大器，在源电阻增大，热噪声随之增加，使得噪声
系数减小。但放大器本身噪声性能并没改变。这种噪声系数的变小，对放大
器本身设计没有意义。只有在源电阻相同的情况下，减小噪声系数才有意义。
4.5.1 放大器的噪声
5、噪声匹配
式
Eni2
En2
I n2 Rs
F  2  1

Et
4kTRs f 4kTf
Eni2  En2  Et2  I n2 Rs2
表明噪声系数与源电阻Rs有关。
当Rs较小时，放大器的噪声电压En项大于其他两项，随源
电阻Rs的增加，热噪声增加，噪声系数由于源电阻热噪声的增
大而减小。当Rs增加到足够大时，放大器的噪声电流项InRs成
为主要项，以至噪声系数随源电阻的增加而增加。在其中某个
Rs值时，噪声系数存在一个最小值，此时放大器在源热噪声基
础上噪声增加最小，这个源电阻称做最佳源电阻R0。
En
En2
I n2 Rs 
dF
d 
1 
  0 可得：R0  Rs 


dRs dRs  4kTRs f 4kTf 
In
上式被称为噪声匹配条件，此时得噪声系数最小值为：
Fmin
En I n
 1
2kTf
满足噪声匹配条件时最小噪
声系数与放大器的En和In的
乘积有关。
4.5.2 前置放大器的低噪声设计
在实际多级放大器中，总的噪声系数主要是由第一级噪声
系数F1决定。因此在级联放大器设计中，尽量提高第一级的功
率增益或电压增益，尽量压低第一级放大器的噪声。
低噪声前置放大器的设计要求及步骤：
1、首先满足放大器间的噪声指标，考虑器件选取和低噪声
工作点的确立。注意满足信号源阻抗与放大器间的噪声匹配。
2、考虑电路组态、级联方式及负反馈等以满足对放大器增
益、频率响应、输入输出阻抗等方面的要求。
3、为获得良好的噪声性能，通常还要采取避免外来干扰的
多种措施。
4.5.2 前置放大器的低噪声设计
1. 噪声匹配的方法
要使前置放大器获得最佳噪声性能，必须满足噪声匹配条件，
即要求信号源阻抗等于最佳源阻抗。此时放大器的噪声系数最
小。实现噪声匹配从几个方面考虑：
①
有源器件的选取
信号源电阻较小（热电偶、光电池）一般选用晶体管构成
低噪声前置放大器。因晶体管电流噪声In较大，具有较小的最
佳源电阻（100Ω~1MΩ）。
源电阻较大时（热敏电阻），多采用场效应管，因它有较
小的电流噪声In和较大的最佳源电阻（1kΩ~10MΩ）。运算放
大器有和晶体管大致相同的最佳源电阻值，而MOS场效应管
的最佳源电阻可达1MΩ~10GΩ。
有源器件的最佳源电阻Rs是频率的函数。随频率的升高，
场效应管R0迅速减小，因此结型场效应管在高频（几十兆Hz）
时也仅适于源电阻较小情况。PNP晶体管适于Rs小；NPN晶体
管适于Rs大的情况。
4.5.2 前置放大器的低噪声设计
②
采用输入变压器实现噪声匹配
这种方法用于解决信号源电阻Rs小于最佳源电阻R0时的噪
声匹配问题，如采用热电偶检测器件时就是这样。
En
Rs
Et
Us
1
In
Au
n
根据变压器的变化关系，对于
理想变压器，次级上的信噪比
没有变化。而等效源电阻增为
n2Rs，适当选择 n，可实现噪
声匹配。
U so
Eno
En
n 2 Rs
nEt
nUs
In
Au
U so
Eno
4.5.2 前置放大器的低噪声设计
③
利用并联放大器的方法实现噪声匹配
用N个全同的放大器并联连接。当各放大器的输入阻抗
满足：
1  En

Z i  21  
 N  In
则有：
En
R0
R '0 
N
N
In
R0为单个放大器的最佳源电阻
这种方法主要适用于放大器的最佳源电阻较大时。
4.5.2 前置放大器的低噪声设计
④ 无源器件的选取
无源器件包括电阻、电容、耦合变压器等。
低噪声电路中，一般都选用金属膜电阻器和绕线电阻器，
因碳质与碳膜电阻的噪声指数较大（一般为十几到几十微伏以
上）；而金属膜电阻器可做到小于0.2~1uV/V左右。
电容器的选择：主要用损耗角小的云母电容和瓷介电容来
降低噪声。在大容量电容中，则选用漏电流很小的钽电解电容。
耦合变压器的构成主要考虑在外加磁场作用下，由于磁化
不连续性而表现出的磁起伏噪声和外界干扰引入的噪声，因此
要有好的磁屏蔽和静电屏蔽。
4.5.2 前置放大器的低噪声设计
2 . 低噪声放大器的屏蔽与接地
由于地回路电流的存在，在两接地点间存在电位差，形
成干扰源，称为差模源。解决方法是改多点接地为单点接
地。此种技术称为浮地技术。浮地端再用1~10kΩ的电阻或
一个小电容接地，加强对空间电磁场的屏蔽效果。
3 . 低噪声电路对电源电路的要求
对电源电路要求具有高的稳定度和良好的共模干扰电压
抑制能力。
一般稳压电源的稳定度为10-2~10-4，而低噪声系统要求
电源稳定度为10-5~10-6。因此应采取相应措施提高稳定电源
的稳定度。
克服变压器共模干扰电压的办法是在初次级间采用良好的
静电屏蔽和单端接地，以避免共模干扰电压形成循环通路。
4.5.3 检测器件和放大电路的连接
以光电二极管为例，介绍三种与IC放大器的典型连接方法：
① 电流放大型
光电二极管处于短路工作状态，输出近似理想的短路电流，
运算放大器处于电流放大状态，要求输入阻抗非常Zi小。
优点：输入阻抗低，响应速度高，噪声低，信噪比高。适用
微弱信号检测。
② 电压放大型
光电二极管与负载电阻并联接于IC放大器正端，RL取1MΩ，
光电二极管处于开路工作状态，输出近似理想的开路电压。
优点：运放漏电流远小于光电流，具有高输入阻抗。应用于
光电开关，温度和频率特性不理想。
4.5.3 检测器件和放大电路的连接
③ 阻抗变换型
光电二极管具有恒流源特性，内阻大，不宜于负载直
接连接。采用阻抗变换器（如场效应管为前级的IC运放）
将高阻抗电流源变换成低阻抗电压源，可实现信号幅度的
最大输出。
特点：采用阻抗变换器输出功率提高(Rf/RL)2倍。时间
特性较差，适用于缓变光信号检测中，可得到很高的功率
放大倍数。采用场效应管前级的运放偏置电流很小，适用
于光功率很小的场合。