WZMACNIACZE MOCY

              

Specyficzne problemy wzmacniaczy mocy Odprowadzenie ciepła z tranzystora mocy Klasy pracy wzmacniaczy Wzmacniacze mocy klasy A Wzmacniacz ze sprzężeniem transformatorowym Przeciwsobne wzmacniacze klasy B i AB Charakterystyka przejściowa i zniekształcenia nieliniowe Rozwiązania układowe wzmacniaczy klasy AB Zasada pracy i ogólne własności wzmacniaczy mocy klasy D Zasada pracy i ogólne własności rezonansowych wzmacniaczy mocy klasy C Zależności energetyczne wzmacniacza klasy C Wnioski wynikające z analizy pracy wzmacniacza klasy C Wpływ częstotliwości sygnału sterującego na pracę wzmacniacza w klasie C Rozwiązania układowe wzmacniaczy klasy C Rezonansowe wzmacniacze w.cz. klasy D i klasy E

1

Przy projektowaniu wzmacniaczy mocy brane są pod uwagę następujące czynniki:  maksymalna moc wyjściowa

P L max

przy nominalnej rezystancji  obciążenia, zniekształcenia nieliniowe (współczynnik zawartości  harmonicznych

h

), zniekształcenia liniowe (dolna i górna częstotliwość graniczna 

f d

i

f g

), sprawność energetyczna  . Użyteczny obszar charakterystyk wyjściowych tranzystora bipolarnego ograniczają następujące linie: 

P C

max - maksymalna moc strat wynikająca z możliwości rozproszenia średniej mocy wydzielonej w tranzystorze i   maksymalnej temperatury struktury tranzystora,

P

2 - krytyczna moc tzw. drugiego przebicia, ograniczająca dopuszczalną moc strat przy dużych napięciach

U CE

,

U CE

max - maksymalna chwilowa wartość napięcia

U CE

, 

I CE

max - maksymalna chwilowa wartość prądu kolektora, 

r CES

- linia odpowiadająca umownej wartości rezystancji

r CES

, która oddziela użyteczny obszar charakterystyk tranzystora od obszaru nasycenia. 2

I C I C

max

r CES I B P C

max (

T C

 25 0

C

)

P

2

Drugie przebicie

(

T j

 150 0

C

) 0

U CE

max

U CE

Rys.1. Użyteczny obszar charakterystyk wyjściowych tranzystora bipolarnego we wzmacniaczu mocy

3

Maksymalna moc strat zależy od dopuszczalnej temperatury półprzewodnika

T j

max , temperatury obudowy

T c

oraz rezystancji termicznej między półprzewodnikiem a obudową

R thj c P C

max 

T j

max

R



T c

Na rys.2 przedstawiono zastępczy układ dla wielkości moc temperatura, reprezentujący proces wymiany ciepła między złączem kolektorowym a otoczeniem. Rezystancje cieplne

R

,

R

,

R

,

R

wraz z pojemnościami cieplnymi

C thj

,

C thc

,

C thr

obrazują transmisję ciepła od złącza kolektorowego do korpusu tranzystora (

R C thj

), od korpusu do radiatora i otoczenia ( do otoczenia (

R

,

C thr

).

R

,

R

,

C thc

) i od radiatora 4

R thj c P C

max 

T j

max 

R thj



c T c R thc a R thc r R thr a P C T j C thj T c C thc T r C thr T a j - złącze (junction) c - korpus (case) r - radiator (radiator) a - otoczenie (ambient)

Rys. 2. Cieplny schemat zastępczy tranzystora

Rezystancję i pojemność cieplną definiujemy w następujący sposób

R C th th

   

T P



Q T

    

T

max 

T j

max 

T a

max 

R th P C

max

T j



T a



P C

 

R thc



r



R thr



a

 ||

R thc



a



R thj



c

 

R th P C

5

i i C

,

D i i C

,

D i i C

,

D Q Q Q u BE

,

u GS u BE

,

u GS



t klasa A



t klasa B

Rys. 3. Klasy pracy wzmacniaczy

h



h

2 2 

h

3 2 

h

4 2  .

..

=

k n

  2

h k

2

h k



I k I

1 

t klasa AB u BE

,

u GS

6

Power Amplifier Classes

Class A: High linearity, low efficiency Class B: High efficiency, low linearity Class AB: Compromise between Class A and B

Other classes: C, D, E, F , G, H, S, XD ® , T ® 7

Klasy pracy wzmacniaczy

Z położenia punktu pracy wynika, że moc tracona w tranzystorze przy braku sygnału zależy od klasy pracy i jest największa w klasie A. W klasie B kąt przepływu prądu jest bliski 180 o , zaś punkt pracy leży w pobliżu granicy odcięcia prądu. Ponieważ sygnał wyjściowy zawiera tylko połówkę sygnału wejściowego, zatem konieczne jest zastosowanie drugiego elementu wzmacniającego, odtwarzającego drugą połówkę sygnału, tzn. praca w klasie B jest możliwa tylko w układzie symetrycznym (przeciwsobnym).

Klasa AB jest pośrednią między klasą A i B .

Ze względu na zniekształcenia nieliniowe praca układu w klasie AB jest możliwa, podobnie jak w klasie B, tylko w układach przeciwsobnych.

We wzmacniaczu klasy C punkt pracy elementu aktywnego jest tak ustawiony, że kąt przepływu prądu w obwodzie wyjściowym tego elementu jest mniejszy od 180 0 ().

Klasa C nie może być stosowana we wzmacniaczach częstotliwości akustycznych, okresu, w ponieważ nawet przy zastosowaniu układu przeciwsobnego istnieje część której odcięte są obydwa elementy wzmacniające i sygnał wyjściowy na rezystorze obciążenia jest zniekształcony. Klasę C stosuje się we wzmacniaczach rezonansowych, w których obciążenie jest dołączone do tranzystora przez obwód rezonansowy o dużej dobroci i wówczas napięcie na obwodzie jest sinusoidalne niezależnie od kształtu impulsu prądu doprowadzonego do tego obwodu.

8

a

)

C

1

R B i C R L



U CC U CC R L i C b

)

r CES A P C

max

I cm I C Q Q i C u CE B

0

U

min

U cm U CEQ U CC u CE

  0  

t

Rys. 4. Wzmacniacz klasy A z obciążeniem rezystancyjnym w kolektorze: a) schemat, b) charakterystyka robocza układu

U CEQ



U CC

2 ,

I CQ

 2

P C

max

U CC R L



U CC



U CEQ I CQ



U CEQ I CQ



U CC

2

I CQ



U

2

CC

4

P C

max 

R Lopt P L



U

2

cm

2

R L

9

U cm



U CEQ



U

min  

U CEQ I cm



U Cm R L



I CQ

  

U cm U CEQ

 1 

U

min

U CEQ



R L R L



r CES

- współczynnik wykorzystania napięcia

P D



P L

max 

U cm

2

T

1

0

T



U CC i C I cm

2

dt

  2

U CEQ I CQ



U CC I CQ

   2

P C

max 2

2

U CEQ I CQ



I CQ

2

P C

max  max 

P L

max 

P L

max

P D a

)

P C

max   2

P C

max 2 2

R P B C R L

max

i C C

1 2

u CE

 

U

 4 2  max  1 4  25 %

U CC R L i C b

)

r CES A P C

max

I cm I C Q

0

U

min

U cm Q U CEQ B U CC u CE

 

i C

0  10 

t

Przy niepełnym wysterowaniu wzmacniacza, tzn. dla

U cm



k



U CC

, 

in / U in max



I

'

cm



kI CQ

, moc wyjściowa i sprawność ulegają zmniejszeniu

k

- krotnie, zatem  max 

P L

  

P D

1 4  2

k

2 Układ charakteryzuje się bardzo małą sprawnością, co wiąże się z tym, że w obciążeniu wydziela się bezproduktywnie moc prądu stałego

P LDC



I

2

CQ R L

niezależnie od amplitudy sygnału zmiennego. Moc strat w tranzystorze jest największa i równa

P C

max , gdy wzmacniacz nie jest sterowany. 11

a

)

R L

' 

p

2

R L p

: 1

b

) 

U CC R L i C r CES A P C

max  1 /

r

1

P L I cm I C Q I cm Q I C

min 0

U

min

U cm U CEQ U CC U cm

 1 /

R L

'

B u CE

 

i C

0

Wzmacniacz w klasie A z obciążeniem transformatorowym: a) schemat, b) charakterystyka robocza

U CEQ



U CC



r

1

I CQ



U CC R L

' 

U cm I cm



U CEQ I CQ p opt



R

'

L

/

R L P D



U CEQ I CQ

 

t

12



a

)

U cm



U CEQ



U p

min : 1  

U CC



U CEQ R L

 1 

U R L

'  min /

p

2

R L U CEQ I cm I C Q I cm b

)

i C r CES A P C

max

I cm



I CQ



I

min  

I CQ I C

min 0   1 

I

min /

I CQ U

min

U cm Q

 1 /

r

1

P L U CEQ U CC U cm

 1 /

R L

'

P L

max 

U cm

2

I cm

2   2

U CC

2

I CQ P D



T

1

T

0 

U CC i C dt



U CC I CQ B u CE

 max 

P L

max

P D

 max  50 %  1 2  

i C

0  

t

13

Gdyby element wzmacniający był idealny, tzn.

U

min

I

min  0   = =1   , , to maksymalna sprawność energetyczna wzmacniacza byłaby równa:  max  50% . W rzeczywistym wzmacniaczu transformatorowym w klasie A z tranzystorem bipolarnym maksymalna sprawność osiąga 35  45 %. 14

a

) Jeżeli wysterowanie jest niepełne:

p

: 1

k



U i

/

U i

max  1

R L

' 

p

2

R L I ' cm



k



I CQ

,

U

'

cm P L

max 

U cm

2

I cm

2 

k

2  

k



U CEQ

2

U CC

2

I CQ



U CC R L b

)

i C r CES A P C

max  1 /

r

1

P L I cm I C Q I cm Q I C

min 0

U

min

U cm U CEQ U CC U cm

 1 /

R L

'

B u CE

 

i C

0

P D



T

1

T

0 

U CC i C dt



U CC I CQ

 

P L P D

 1 2   2

k

2  

k

2  max

P C



P D



P L



P D

 1   

Sprawność energetyczna jest proporcjonalna do kwadratu współczynnika wysterowania k i dla sygnałów o dużej dynamice zmian (np. dla sygnałów akustycznych) średnia sprawność jest bardzo mała, a moc dostarczona z zasilacza jest praktycznie tracona w elemencie wzmacniającym.

15  

t

PRZECIWSOBNE WZMACNIACZE KLASY B i AB

W przeciwsobnych wzmacniaczach klasy B punkty pracy obu symetrycznych elementów wzmacniających leżą w pobliżu odcięcia prądu. Dzięki temu moc tracona w tranzystorach przy braku sygnału sterującego jest bardzo mała, co eliminuje główną wadę wzmacniacza klasy A. Prąd dostarczany przez źródło zasilania jest zależny od sygnału sterującego. W porównaniu ze wzmacniaczem klasy A, wzmacniacz klasy B odznacza się dużo większą sprawnością przy pełnym wysterowaniu, jak też i znacznie większą średnią sprawnością roboczą. Wzmacniacze klasy B mogą pracować w układzie przeciwsobnym z transf ormatorem wyjściowym, albo w układzie przeciwsobnym beztransformatorowym , który w istocie stanowi symetryczny wtórnik emiterowy. 16

u

'

i u i

"

a

)

b

)

p

: 1 2

T

1

T

2

U CC R L u i T

1

i L R L u o T

2

p

: 1 2

Uproszczone schematy ideowe przeciwsobnych wzmacniaczy klasy B: a) transformatorowego, b) beztransformatorowego

Przy wysterowaniu napięciem sinusoidalnym prąd kolektora tranzystora

T 1

płynie w czasie jednej połowy okresu, a w czasie drugiej połowy prąd płynie przez tranzystor

T 2

.

U CC U CC

17

Push-Pull Stage

 

Gdy V in wzrasta (rys. b), Q 1 przewodzi i wymusza dodatnią połówkę prądu do obciążenia R L . Gdy V in maleje, Q 2 przewodzi i wymusza ujemną połówkę prądu do obciążenia RL.

18

I C

max

i C

1

A i L u CE

2 0

U

min

U cm Q U cm U CEQ U

min 0

u CE

1   0  

t B I C

max

i C

2

Prosta pracy i przebiegi czasowe prądów kolektorów tranzystorów przeciwsobnego wzmacniacza w klasie B.

Przy wysterowaniu napięciem sinusoidalnym prąd kolektora tranzystora

T 1

płynie w czasie jednej połowy okresu, a w czasie drugiej połowy prąd płynie przez tranzystor

T 2

. Przy pełnym wysterowaniu na rezystancji

R L

występuje napięcie o amplitudzie

U cm



U CEQ



U

min  

U CEQ

 

U CC

gdzie  napięcia.

U

min /

U CEQ

jest współczynnikiem wykorzystania 19

W obwodzie kolektora płynie prąd o amplitudzie

I cm



I C

max 

I CQ



I C

max Moc wyjściowa przy pełnym wysterowaniu wynosi

P L P D

max max   1 2

U U cm CC I I cm sr

 1  

U CEQ I C

max  2 2 Maksymalna moc dostarczona ze źródeł zasilających wynosi Przy pobudzeniu sinus oidalnym średni prąd zasilania jest równy

I sr



I



cm



I C

max  

I CQ



I C

 max Z dwóch ostatnich równań otrzymuje się:

P D

max  2 

U CC



I C

max 

I CQ

  2 

U CC I C

max

I C

max

i C

1

A

Z powyższych równań otrzymujemy m aksymalną sprawność energetyczną:  max 

P L P D

max max    4

u CE

2 0

U

min

U cm Q U CEQ U cm U

min 0

u CE

1

B I C

max 20

i C

2  

i L

0  

t

Przy idealnym elemencie wzmacniającym

U

min  0 , (   1 ) maksymalna sprawność wzmacniacza klasy B wynosi  max  4 , . W rzeczywistym wzmacniaczu z tranzystorami bipolarnymi maksymalna sprawność energetyczna osiąga wartość 65  70%. W warunkach zmiennego wysterowania, gdy 0   1 , amplitudy prądu i napięcia wynoszą odpowiednio '

I cm



kI C

max , '

U cm



CEQ

Moc wyjściowa

P L

 2

k P L

max

I C

max

i C

1

A

moc dostarczona

P D



kP D

max oraz sprawność energetyczna    

k

 max

u CE

2 0

U

min

U cm U cm U CEQ U

min 0

u CE

1

B I C

max 21

i C

2  

i L

0  

t

P

  4  78%

P C

max 

P D P L P C

Zależności mocy dostarczonej, mocy wyjściowej, mocy strat i sprawności od współczynnika wystero wania wzmacniacza klasy B

0 2    1

k

Moc tracona w tranzystorach wynosi

P C



P D



P L



D

max 

k P L

max Moc ta osiąga maksymalną wartość przy współczynniku wysterowania:

k



k m

 2 2 i wynosi

P C

max   1 2

U CEQ I C

max   1 2

U CC I C

max 22

Zniekształcenia skrośne wzmacniacza klasy B

Uproszczony schemat ideowy przeciwsobnego wzmacniacza nie zawiera układu wstępnej polaryzacji baz tranzystorów, a zatem dla małych napięć wejściowych

U



U BEP

2

u IN



BEP

1 obydwa tranzystory są zatkane, a napięcie

u O

 0 (

U BEP

jest napięciem progowym przewodzenia tranzystora). Oznacza to, że bez wstępnej polaryzacji baz tranzystorów układ pracuje w płytkiej klasie C, dając nieliniową charakterystykę przejściową

u O

   , jak na rysunku. Wynikiem nielinio wości charakterystyki przejściowej są zniekształcenia nieliniowe sygnału wyjściowego, nazywane zniekształceniami skrośnymi . Wpływ zniekształceń skrośnych jest szczególnie odczuwalny przy małych napięciach wejściowych (napięcie wyjściowe 1 na rysunku). Eliminacja zniekształceń skrośnych nie jest możliwa przy pomocy ujemnego sprzężenia zwrotnego, bowiem ich źródłem jest nieprzewodzenie tranzystorów końcowego stopnia (związane z napięciem progowym przewodzenia

U BEP

), zatem w czasie ic h powstawania pętla sprzężenia zwrotnego jest otwarta. 23

U CC



U CES

1

u O



U BEP

2 0

U BEP

1 

U CC



U CES

2 1 2

u IN u IN u O

1 2

t t

Charakterystyka przejściowa układu bez wstępnej polaaryzacji i ilustracja zniekształceń nielinowych

24

Overall I/O Characteristics of Push-Pull Stage



However, for small V in , there is a dead zone (both Q 1 and Q 2 are off) in the I/O characteristic, resulting in gross nonlinearity.

25

Sinusoidal Response of Push-Pull Stage



For large Vin, the output follows the input with a fixed DC offset, however as Vin becomes small the output drops to zero and causes “Crossover Distortion.”

26

a

) 

U CC U CC



U CES

1

u O I p T

1

D D

0

u IN u i T

2

R L u o I p



U CC U CC



U CES

2

Wzmacniacz klasy AB: a) układ wstępnej polaryzacji i stabilizacji punktów pracy tranzystorów, b) charakterystyka przejściowa wzmacniacza

Optymalna wartość prądu spoczynkowego kolektora, zapewniająca minimalne zniekształcenia skrośne, może być określona jedynie drogą eksperymentalną, jednak dla celów praktycznych można przyjąć, że jest ona rzędu kilku procent wartości prądu

I C

max , a więc wpływa tylko nieznacznie na sprawność układu. 27

Improved Push-Pull Stage

V B =V BE1 +|V BE2 | 

With a battery of V B inserted between the bases of Q 1 the dead zone is eliminated.

and Q 2 ,

28

Implementation of V

B

 

Since V B =V BE1 +|V BE2 |, a natural choice would be two diodes in series.

I 1 in figure (b) is used to bias the diodes and Q 1 .

29

Addition of CE Stage



A CE stage (Q 4 ) is added to provide voltage gain from the input to the bases of Q 1 and Q 2 .

30

u i D D T

3

I p



U CC T

1

R E R E R L u o T

2 

U CC

W celu zwiększenia wzmocnienia napięciowego i prądowego można zastąpić jedno za źródeł prądowych w schemacie ideowym wzmacniaczem w konfiguracji OE.

Rolę tego wzmacniacza pełni tranzystor

T

3 , którego emiter jest dołączony do ujemnego bieguna baterii 

U CC

. Oznacza to, że sterowanie tranzystorem poziom napięcia.

T

3 , musi być dokonane za pośrednictwem układu przesuwającego We wzmacniaczach większych mocy, celem zmniejszenia wymaganego prądu wejściowego stopnia mocy, w każdym z wymienionych układów zamiast pojedynczego tranzystora mogą być użyte połączenia Darlingtona, dzięki czemu uzyskuje się znaczne zwiększenie wzmocnienia prądowego.

Przeciwsobny wzmacniacz w klasie AB. Zastapienie jednego ze źródeł prądowych wzmacniaczem w konfiguracji OE

31

a

) 

U CC b

) 

U CC I p I p T

1 '

D T

1

T

1 '

R T

1

R E D R E R R E R L u o D R E R L u o D T

2 '

T

2

T

2 '

T

3

T

3

T

2

R u i u i R E

3 

U CC



U CC

Wzmacniacze mocy klasy AB z układami Darlingtona: a) przeciwstawny, b) quasi-przeciwstawny

32

a

)

u i R

1

D



U CC T

1

i o D

2

R L u o T

2 

U CC u i b

) 

U CC R

1

T

3

D T

1 '

R

2

T

1

T

2

D

2

R L u o R



U CC

Przeciwsobny wzmacniacz klasy AB z diodą kluczującą: a) schemat podstawowy, b) z układem Darlingtona

33

Dioda

D

zapewnia wstępną polaryzację i stabilizację punktu pracy tranzystora obciążenia

i o T

1 . Dioda

D

2 przełączający i zapewnia właściwą pracę tranzystorów nie dopuszczając do jednoczesnego ich przewodzenia. Gdy prąd ma kierunek zgodn pracuje jako element

T

1 i

T

2 , y z zastrzałkowanym na rysunku a) , to płynie on przez diodę

D

2 i przez tranzystor

T

2 . Wtedy napięcie

U BE

1 

U D



U D

2  0 i tranzystor

T 1

nie przewodzi. Gdy zaś prąd

i o

ma kierunek przeciwny do zastrzałkowanego, to

U D

2 

U D



U BE

1  0 , dioda

D 2

nie przewodzi, zabezpieczając przed równoczesnym przewodzeniem

T

1 i

T

2 . Ulepszoną wersję opisanego układu przedstawiono na rysunku b), gdzie w miejsce tranzystora

T

1 zastosowano układ Darlingtona

T

1 ' 

T

1 oraz w miejsce tranzystora

T

2 układ

T

3 

T

2 . W wielu zastosowaniach w stopniach końcowych mocy stosuje się różnorodne zabezpieczenia przeciwzwarciowe, ograniczniki prądowe itp., wykorzystujące metodę próbkowania prądu (prądowe USZ). 34

Sprzężenie zwrotne



U DD i in

+ Przedwzmacniacz

 

Układ polaryzacji i sterowania

 

U DD

Wzmacniacze klasy AB z tranzystorami VDMOS w stopniu końcowym

35



U CC I



U DD T

3

T

4

C

1

R

1

R E R L u o T

2

T

5

T

1 

U DD u i



U CC

Schemat ideowy wzmacniacza mocy w klasie AB z tranzystorami VDMOS (symetryczny wtórnik źródłowy)

36

Monolityczne wzmacniacze akustyczne klasy D LX1710/1711 i MSC-LX1790 należą do najnowszych rozwiązań firmy Microsemi Linfinity. Układ LX1710/1711 jest przeznaczony do zastosowania w urządzeniach z zasilaniem bateryjnym, które wymagają wysokiej sprawności.

Układ ZXCD1000, opracowany w firmie ZETEX, jest przykładem monolitycznego, akustycznego wzmacniacza klasy D o wysokich parametrach wyjściowych. Wzmacniacz ten w układzie pełnego mostka zapewnia 100Wrms mocy wyjściowej, współczynnik zawartości harmonicznych THD jest mniejszy niż 0,2% w całym pasmie akustycznym (przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego) a sprawnośc jest większa od 90% w całym zakresie mocy.

37

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

1 2 3 1 2 Komp 3 Stopień wyjściowy klasy D 4 FDP 5 5 4 Zasada działania wzmacniacza klasy D Z modulacją szerokości impulsów 38

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

Stopnie końcowe wzmacniaczy klasy D z reguły budowane są w oparciu o tranzystory VDMOS, które wykazują wiele zalet w porównaniu z tranzystorami bipolarnymi.

Straty mocy w tranzystorach MOSFET stopnia końcowego składają się głównie z trzech składowych:

P TOTAL



P COND



P SW



P GATE P COND

tranzystorów, straty mocy w stanie załączenia (przewodzenia)

P SW

- straty mocy wydzielane w procesach przełączania tranzystorów,

P GATE

tranzystorów.

- straty mocy wydzielone w obwodach bramek 39

a)

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

b) M 1 Prąd obciążenia

U ZZ

M 1 Prąd obciążenia M 3 M 2 M 2 M 4

U ZZ

Przełączanie prądu Przełączanie prądu c)



U ZZ

d)



U ZZ U O



U ZZ U ZZ

Stopnie końcowe wzmacniacza klasy D: a) półmostkowy, b) pełny mostek, c) klucz tranzystorowy MOSFET, d) napięcie na szynach zasilających 40

u GS

O N Górna gałąź OFF O N Dolna gałąź OFF Czas martwy górnej gałęzi

t DH

Czas martwy dolnej gałęzi

t DL

Napięcia sterujące tranzystorami stopnia końcowego

41

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

 

f



P OUT

 , dla różnych

R DS

Układ półmostkowy: ( ON )

U ZZ

i tych samych strat przełączania

P SW

=  35V,

f sw

=395KHz,

f in

=1KHz,

R L

=4 W 100% 98% 96% 94% 92% 90% 88% 86% 84% 82% 80% 0

RDS(on)=51mOhm

20 40

RDS(on)=95mOhm

60 80 100

Pout (W)

1% THD 120 140 10% THD 160 180 42

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

THD  N 

f



P OUT

 , dla różnych czasów martwych

t D

Układ mostkowy:

U ZZ

=40V,

f sw

=800KHz,

R

i tych samych

L

=8 W

Q g

100

MOSFET Qg = 13nC

1% THD 10 Qg=13nC

Dead Time = 12ns

1

Dead Time = 4ns

0,1 1 3 10

Pout (W)

30 100 43

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

Schemat blokowy wzmacniacza klasy D firmy International Rectifier 44

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

45

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

Firma National Semiconductor produkuje trzy monolityczne wzmacniacze klady D (LM4651, LM4652 i LM4663). Dwa pierwsze układy tworzą zestaw, który składa się z kontrolera klasy D (LM4651) oraz monolitycznego stopnia mocy (LM4652) zawierającego cztery tranzystory MOSFET w układzie pełnego mostka. Tworzą one kompletny układ akustycznego wzmacniacza mocy klasy D z modulacją PWM.

Cechą charakterystyczną tych układów jest stosunkowo niewielkie pasmo przenoszenia (10Hz-500kHz).

subniskotonowych urządzeń kilkudziesięciu watów.

Są one przeznaczone do zasilania głośnikowych dużej mocy (powyżej

46

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości impulsów

Na wyróżnienie zasługują hybrydowe rozwiązania wzmacniaczy klasy D firmy APEX Microtechnology. Produkowane wzmacniacze znajdują zastosowania nie tylko do wzmacniania sygnałów akustycznych, ale przede wszystkim do sterowania urządzeń dużej mocy (od kilkuset watów do kilku kilowatów). Jednym z produkowanych układów tej firmy jest układ SA07, który może dostarczyć ok. 200W ciągłej mocy przy rezystancji częstotliwości przełączania sygnału PWM równej ok. 500kHz. Stopień wyjściowy układu SA07 pracuje w układzie pełnego mostka, w szerokim zakresie obciążenia 8

W

, nominalnej napięć zasilania 5



40V.

sprawności 94% oraz

47

Innym, bardzo ciekawym rozwiązaniem wzmacniacza mocy z modulacją szerokości impulsów firmy APEX jest wzmacniacz SA08. Wzmacniacz ten dopuszcza szeroki zakres napięcia zasilającego od 16 do 500V, 20A prądu obciążenia i 100



C temperatury obudowy. Mostkowy stopień wyjściowy, zbudowany z tranzystorów IGBT może dostarczyć do obciążenia mocy 9kW, przy sprawności ~ 98%. Posiada podobne zabezpieczenia jak układ SA07. Częstotliwość przełączania wynosi 22,5kHz, dlatego jest to wzmacniacz przeznaczony do sterowania urządzeń dużej mocy, takich jak napędy silników elektrycznych, sonary magnetyczne, zgrzewarki przemysłowe, autonomiczne kontrolery itp. Umieszczony jest w hermetycznej obudowie 12 pinowej typu MO-127, o wymiarach: 59x41x6,8[mm] Obudowa i opis wyprowadzeń układu SA08 firmy APEX

48

REZONANSOWE WZMACNIACZE MOCY WIELKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI

Rezonansowe wzmacniacze mocy w.cz. stanowią najczęściej stopnie końcowe urządzeń generacyjnych lub nadawczych, a ich zadaniem jest dostarczenie do odbiornika energii odpowiednio dużej mocy użytecznej sygnału, przy małych zniekształceniach i dużej sprawnościo energetycznej układu. Mogą one pracować w klasie A, AB, B, a także w klasie C, przy kącie przepływu 2  spełniającym nierówność: 0  2  Mimo silnie nieliniowych warunków pracy elementu aktywnego przebieg napięcia wyjściowego może być zbliżony do  180  . sinusoidalnego dzięki filtracyjnym właściwościom selektywnego obwodu rezonansowego. We wzmacniaczach mocy w.cz. pracujących w klasie C, a więc będących układami silnie nieliniowymi, stosowanie analizy małosygnałowej jest w zasadzie niedopuszczalne. Najczęściej korzysta się z metod komputerowych lub graficzno analitycznych, stosując linearyzację odcinkową nieliniowych charakterystyk . 50

Analiza wzmacniacza klasy C zostanie przeprowadzona przy następujących założeniach upraszczających:  Charakterystyka  

S

, czyli  

BE

w przypadku tranzystora bipolarnego, jest linią pojedynczą i może być aproksymowana o dcinkami prostej. Oznacza to, że obwód rezonansowy stanowiący obciążenie wzmacniacza jest dostrojony do pulsacji sygnału sterującego, która jest na tyle mała, że można pominąć efekty bezwładnościowe tranzystora (pojemności wejściowe i wyjściowe mogą być dołączone do odpowiednich obwodów biernych, a wpływ reaktancji wewnętrznego sprzężenia zwrotnego kolektor - baza jest pomijalnie mały. Oznacza to także, że nachylenie charakterystyki jest stałe, zatem transkonduktancja

g m



const

.  Impedancja wejściowa (nieliniowa) wzmacniacza jest duża w porównaniu z impedancją generatora sterującego, czyli sterowanie możemy uznać za napięciowe.  Impedancja wyjściowa (nieliniowa) jest duża w stosunku do impedancji obciążenia.  Napięcie wyjściowe jest sinusoidalne; obwód rezonansowy odznacza się tak dużą dobrocią

Q

, że dla pulsacji dostrojenia W innych pulsacji harmonicznych W reprezentuje rezystancję dynamiczną

k R L

oraz zwarcie dla W oraz podharmonicznych 51

u i

Schemat blokowy wzmacniacza klasy C

i S i O

W

u i u S element wzmacniaj cy

+

U BB

 0

u O

+

U CC

 0

C L R L u

Na następnym rysunku przedstawiono charakterystykę roboczą

O

sterującego  

S u S

oraz przebiegi napięcia wejściowego   , napięcia na obwodzie rezonansowym i prądu wyjściowego

i O

  .

u i u

    , 52

I om

 

U sm



U BB



U T



g m

dla

U sm

0 dla

U sm

  

U BB

 

U BB



U T U T i O g m

  

i O u S

= const

U CC U om u O U BB

0

U T u S I om

0' 0 

i O

 2

u

   3  2

u i

2   0  2

u S u S



U sm U T

0'

U BB

 0   2 3  2 W

t

Charakterystyka robocza i przebiegi czasowe w idealnym wzmacniaczu rezonansowym klasy C 

u i

 

U BB

3  2 2  2  53 W

t

W

t

u O U om i O g m

  

i O u S

= const

U CC

2   0  2

U BB

0

U T u i u S



U sm I om

0' 0 

u

 

i O

 2  3  2

u S u S U T

0'

U BB

 0   2 

u i

 

U BB

3  2 3  2 W

t

2  2  W

t

W

t i O

   1 0 

I om

cos   cos W

t

 cos   dla    W

t

  dla   W

t

    arc cos   

U BB



U T U sm

 

I om



U sm

 1 

cos

 

g m

54

I om



U sm

 1 

cos

 

g m Ω t

-Θ 0 +Θ

i O

   1 0 

I om

cos   cos W

t

 cos   dla    W

t

  dla   W

t

    arc cos   

U BB



U T U sm

  55

Kąty przepływu prądu w odpowiednich klasach pracy wynoszą: klasa A:    , klasa AB:  2  , klasa B:    2 , klasa C: 0   . 2 Rezonansowy obwód wyjściowy dokonuje selekcji widma imp ulsu prądu wyjściowego

i O

, „wybierając” z jego składowych składową podstawową. Interesujące nas składowe prądu są równe:

i O

możemy wyznaczyć na podstawie rozkładu Fouriera przebiegu

i O

. Składowa stała

I O

oraz amplitudy

k

-tych harmonicznych

I omk

56

I O



I CC



i o



I om

  sin  1    cos cos  

I I



om

1

om k I

 

om



I om



k

  sin  cos

I om

 sin  

dla

1 

k

 cos    cos 

k

2 

k

2 

k

 2  

I om

 1 1    1

k

 cos   sin cos   

I om

 0   

k

współczynniki rozkładu impulsu kosinusoidalnego           

g

1    1 0     współczynnik kształtu 57

g

1 2   1  0

g

1    1 0  2  6  5  4  3 0 0  0 1 0 30

C

60 90

B

120

AB

150 Współczynniki rozkładu impulsu kosinusoidalnego 180 

A

58

Jak widać z rysunku, praca w klasie C, zwłaszcza przy małych kątach przepływu (głęboka klasa C), odznacza się bogatym widmem harmonicznych impulsu prądu wyjściowego

i O

. Mimo to, zgodnie z poczynionym wcześniej założeniem, w wyniku sele ktywnego działania wyjściowego obwodu rezonansowego o dużej dobroci, napięcie wyjściowe jest zbliżone do przebiegu sinusoidalnego o maksymalnej amplitudzie

U om

wynoszącej

U om



I om

1

R L

 

E C

gdzie:  

U om U CC



U om U om



U O

min jest współczynnikiem wykorzystania napięcia wyjściowego (  zależy m. in. od obciążenia

R L

). 59

Zależności energetyczne wzmacniacza klasy C

Znajomość kształtu i parametrów impulsu prądu wyjściowego

I omk ,

 

,

parametrów wyjściowego obwodu rezonansowego i obciążenia

R L

oraz warunków zasilania

U CC

umożliwia wyznaczenie mocy w układzie wyjściowym. Moc wyjściową określa zależność

P L

 1 2

I om

1

U om

 1 2

I om

 1 

U CC

Moc wyjściowa zależy wyłącznie od amplitudy składowej podstawowej, gdy obwód rezonansowy dla składowych harmonicznych i podharmonicznych stanowi zwarcie. Moc dostarczona ze źródła zasilania

U CC

do obwodu wyjściowego wynosi

P D



I U CC



I om

 0

U CC

gdzie

I CC



I

0 jest średnią wartością prądu pobranego ze źródła zasilania

U CC

. Wykorzystując powyższe zależności możemy wyznaczyć sprawność wzmacniacza  

P L P D

 1 2    1 0      1 2 

g

1 Moc strat w kolektorze tranzystora wynosi:

P C



P D



P L



P D

 

P D

  

P D

 1   

P L

60

  

g

1 2

om P I U D CC

 2  0 2

om P I U C CC

 2  0   1  4 , 0 6 0 5  2

P L CC

  1 0 0 30 60 90 122 120 150 180  Zależność mocy i sprawności od kąta przepływu 61

Wnioski

• Przy stałej wartości szczytowej impulsu kosinusoidalnego prądu wyjściowego oraz przy stałym współczynniku wykorzystania napięcia zasilającego , moc wyjściowa rośnie, gdy kąt przepływu prądu wyjściowego rośnie • Przy stałej wartości szczytowej impulsu prądu wyjściowego, moc dostarczona rośnie, gdy kąt przepływu rośnie • Przy stałej wartości współczynnika wykorzystania napięcia zasilania sprawność wzmacniacza rośnie, gdy kąt przepływu maleje • wymagania odnośnie dużej mocy wyjściowej i dużej sprawności są sprzeczne i w warunkach rzeczywistych wymagany jest kompromis W klasie A    

g

1 0      

P L P D

        1   1 2  1    1  0        1 2   

g

1  1 2     62

W klasie B   

/

2   0 1   2 2       1  0 , 5

U om

 

U CC



I om

1

R L

  1  2

I om R L I om P L P D

     1 2 1 2  1    

I om



U



CC

 2 1     

I om

 0    

R L

  2    2  

U CC U CC



g

1     2  4 2   2 2  

U R L

2

U R L CC

2

CC

                  63

• wzmacniacz w klasie C może być użyty jako k-krotny powielacz częstotliwości, czyli wzmacniacz k-tej harmonicznej 

opt

 2  3

k

• obwód rezonansowy o impedancji Z zapewnia wyodrębnienie składowej podstawowej i filtrację pozostałych harmonicznych

U omk U om

1 

Z Z

  W 

k

W

o o

 

I omk I om

1  1  1

k

   

k

1     64

c) a) b)

R B C B R B C B C L C b D

ł

w cz



U CC R L C L C b D

ł

w cz



U CC R L C B R B C B R B L C R L D

ł

w cz



U CC C b

Rezonansowe wzmacniacze klasy C: a) wzmacniacz w konfiguracji OE, b) wzmacniacz w konfiguracji OB, 65 c) wzmacniacz przeciwsobny

W przedstawionych układach zastosowano dynamiczną realizowaną przez elementy

R C B

,

B

polaryzację . Wzmacniacz w konfiguracji OB posiada mniejsze zastosowanie ze względu na jego mniejsze wzmocnienie mocy. J częstotliwości. ednakże układ OB posiada lepsze właściwości częstotliwościowe i pozwala na uzyskanie nieco większej mocy wyjściowej w zakresie średnich 66

REZONANSOWE WZMACNIACZE MOCY W.CZ. KLASY D

Wzmacniacze mocy klasy D i klasy E w. cz. wykorzystują impulsową pracę elementów aktywnych , przełączanych jako klucze z dużą częstotliwością od pełnego załączenia do wyłączenia. Taki rodzaj pracy elementów aktywnych pozwala na uzyskanie dużej sprawności energetycznej wzmacniaczy klasy D i E, która w przypadku idealnych kluczy wynosi 100 %. Maksymalna moc obciążenia jest limitowana przez graniczne wartości prądów i napięć zastosowanych elementów aktywnych, a nie przez ich dopuszczalną moc strat. Straty mocy w tego typu wzmacniaczach składają się głównie z dwóch składników:  straty mocy związane z napięciem na załączonym tranzystorze (tranzystor nie jest idealnym kluczem i w stanie załączenia występuje na nim niewielkie napięcie),  straty mocy związane z procesem przełączania tranzystora, gdy jego punkt pracy przemieszcza się przez obszar aktywny i jednocześnie mogą wystąpić duże chwilowe wartości napięcia i prądu tranzystora. 67

Rezonansowe wzmacniacze klasy D i klasy E o mocy

wyjściowej do kilkuset [W] i częstotliwości kilkunastu [MHz] są realizowane przy użyciu bipolarnych tranzystorów mocy w.cz., a w szczególności przy użyciu polowych tranzystorów mocy typu VMOS. Głównie dzięki właściwościom tranzystorów VMOS wzmacniacze klasy D i E znalazły bardzo szerokie zastosowanie w praktyce i stały się głównym

sposobem realizacji rezonansowych wzmacniaczy mocy we

wspomnianych wyżej zakresach mocy i częstotliwości.

W porównaniu do wzmacniaczy klasy C, wzmacniacze klasy D i klasy E charakteryzują się nie tylko większą sprawnością energetyczną i lepszym wykorzystaniem napięciowym i prądowym elementów aktywnych (pozwala to na uzyskanie dużo większej mocy wyjściowej przy tym samym elemencie aktywnym), ale także mniejszą zawartością wyższych harmonicznych w sygnale wyjściowym.

68

u in u in

a) M 1 M 2

i D

1

i D

2

u DS

1

C u DS

2

L

Wzmacniacz klasy D z komutacją napięcia: a) stopień końcowy, b) przebiegi czasowe w układzie 

U DD

b)

u in

0

i D

1

I m i L R Ls u Ls u DS

1 0

i D

2 0

U DS

min

T

2

u DS

2 0

U DS

min

i L

0 0

I m T

W

t U DS

min W

t U DD

W

t I m U DS

min W

t U DD

W

t

W

t

69

W czasie trwania ujemnego napięcia z układu sterującego, tranzystor M1 zostaje załączony, a tranzystor M2 wyłączony. Napięcie , pomniejszone o niewielki spadek napięcia na przewodzącym tranzystorze M2, zostaje podane na szeregowy obwód rezonansowy W czasie trwania dodatniego półokresu napięcia sterującego , następuje wyłączenie tranzystora M1 oraz załączenie tranzystora M2.

W

wyniku takiej pracy tranzystorów, szeregowy obwód rezonansowy zostaje pobudzony napięciem w kształcie symetrycznej fali prostokątnej o wartości międzyszczytowej

U DD

.

Szeregowy obwód rezonansowy, dostrojony do częstotliwości sygnału sterującego, wydziela pierwszą harmoniczną z przebiegu prostokątnego. Przez tranzystory M1 i M2 przepływa prąd o kształcie połówek sinusoidy oraz o wartości maksymalnej ograniczonej rezystancją obciążenia. 70

Napięcie i prąd w obciążeniu

u L

 2 

U DD

 2

U



DS

min  sin W

t i L

 2 

U DD

  2

U R Ls DS

min  sin W

t

R Ls – rezystancja obciążenia szeregowego obwodu rezonansowego Moc użyteczna

P L

 2 

U DD

  2 2

U DS

min  2

R Ls

Średnia wartość prądu dostarczonego z zasilacza

I DD

 2 

U DD

 2  2

U DS

min

R Ls

 Sprawność wzmacniacza

P D

Moc dostarczona z zasilacza  2 

U DD

 2  2

U DS

min 

U DD R LS

 

P L P D

2

U DS

min

U DD

71

a ) i D

1

u DS

1

u in u in

M 1 M 2

u DS

2

i D

2

I DD L

1 

U DD L C

Wzmacniacz klasy D w.cz. z komutacją prądu: a) stopień końcowy, b) przebiegi czasowe w układzie

b ) u in

0

T

2

R Lr u L i D

1

u DS

1 0  

U DD



U DS

min 

U DS

min

I DD i D

2 0

I DD u DS

2 0  

U DD



U DS

min 

U DS

min

u L

0  

U DD



U DS

min 

T

0 W

t

W

t

W

t

W

t

W

t

72 W

t

W czasie trwania dodatniego półokresu napięcia sterującego

u in

zostaje załączony tranzystor M 1 , a wyłączony M 2 . Przez załączony tranzystor M 1 płynie prąd stały wymuszony przez dławik L półokresu napięcia sterującego, tranzystor M 1 1 wielkiej częstotliwości o dużej indukcyjności. W czasie trwania ujemnego zostaje wyłączony, a tranzystor M 2 zostaje załączony, przejmując przewodzenie prądu z zasilacza płynącego przez indukcyjność

L

1 .

W wyniku takiego sterowania równoległy obwód rezonansowy zostaje pobudzony prądem o kształcie symetrycznej fali prostokątnej i na rezystancji obciążenia otrzymuje się przebieg sinusoidalny

. Napięcie dren - źródło

u DS

tranzystora odciętego nie jest stałe, lecz ma kształt połówki sinusoidy o amplitudzie  

U U



DD



DS

min . Średnia wartość napięcia na indukcyjności

L

1 za jeden okres wynosi zero, zaś chwilowa wartość napięcia na indukcyjności

L

1 jest różnicą modułu napięcia sinusoidalnego i stałego napięcia zasilającego 73

Napięcie i prąd w obciążeniu

u L

  

U DD



U DS min



sin

W

t i L

  

U DD



R Lr U DS min



sin

W

t

Napięcie na dławiku w. cz.

u

1  

U DD



U DS

min    

2

Sprawność wzmacniacza Moc użyteczna

P L

  2 

U DD



U DS

min  2 2

R Lr

 

P L P D

Średnia wartość prądu dostarczonego z zasilacza

I DD

  2 

U DD



U DS

min  2

R Lr

Moc dostarczona z zasilacza

P D

  2

U DD



U DD



U DS

min  2

R Lr U DS

min

U DD

sin

W

t



1

  74

W praktyce, sprawność energetyczna opisanych wcześniej wzmacniaczy klasy D sięga nieco powyżej 90 % przy maksymalnej częstotliwości pracy nie przekraczającej na ogół kilkunastu MHz. Dalsze zwiększenie sprawności energetycznej oraz rozszerzenie zakresu częstotliwościowego pracy uzyskano we wzmacniaczach klasy E w. cz., dzięki wyeliminowaniu strat mocy związanych z procesami załączania tranzystorów (wzmacniacze klasy E z równoległym i szeregowym kondensatorem) lub wyłączania tranzystora (wzmacniacze klasy E z szeregową indukcyjnością). Wadą niesymetrycznych wzmacniaczy klasy E jest dość duża zawartość harmonicznych w sygnale wyjściowym, gdy dobroć rezonansowego obwodu obciążającego jest mała, co jest powodowane niesymetrycznym przeładowywaniem tego obwodu. W celu wyeliminowania tej wady realizowane są również przeciwsobne wzmacniacze klasy E w. cz.

75

Wzmacniacz e klasy E: a). z równoległą pojemnością, b). z szeregową indukcyjnością

a) b) 76

a) 

U DD u in i D u DS L d

ł

I DD i S i C

1

C

1

L

2

C u X u S u R

2 c)

u in I DD

0

R L i S

0

Klucz zwarty

 

Klucz rozwarty

2  2   2  b)

L d

ł

I DD i S X

 

L L

2 '

C

2 0

U CC u DS i D i C

1

C

1

u X u S u R R L i D r DS i C

1 0 Niesymetryczny wzmacniacz klasy E z równoległym kondensatorem: a) stopień końcowy, b) uproszczony model wzmacniacza, c) idealizowane przebiegi czasowe w układzie

u DS

0  0

U DS

max  

I D

max 2  2  

t



t



t



t

2  

t



t

Na rysunku przedstawiono idealizowane przebiegi czasowe w układzie, odpowiadające optymalnym warunkom pracy wzmacniacza, przy których zostają całkowicie wyeliminowane straty mocy związane z załączaniem tranzystora.

We wzmacniaczu tym straty mocy związane z załączaniem tranzystora zostały wyeliminowane dzięki odpowiednio dobranemu obwodowi drenowemu, który zapewnia, że przejście tranzystora ze stanu odcięcia do stanu załączenia odbywa się z pominięciem stanu aktywnego. Sprowadzenie tych strat do zera wymaga jednoczesnego spełnienia warunków, aby napięcie drenu i pochodna tego napięcia w chwili włączania tranzystora były równe zeru.

Jak pokazano na rysunku, spełnienie powyższych warunków powoduje, że w chwili załączania tranzystora prąd drenu zaczyna łagodnie narastać od zera, przy napięciu , co w efekcie prowadzi do wyeliminowania procesu przejściowego. Aby uzyskać największą moc wyjściową wzmacniacza, współczynnik wypełnienia prostokątnego przebiegu sterującego powinien wynosić ½.

u DS du DS d

     

U DS

 2 

t

 2

n



n

   0  0

n = 0, 1, ...

   78

Przeprowadzona analiza teoretyczna układu w pracach prowadzi do następujących związków między wartościami elementów obwodu drenowego, przy których spełnione są podane warunki na poprzednim slajdzie:

C

1  1 

R L

 1 

Q L

2 

Q L

4 

C

2 

Q L

1 

R L

 1 

Q L

 

L

2 

Q R L

 gdzie:

Q

 

R L L

2 dobroć szeregowego obwodu rezonansowego.

Jak widać z powyższych zależności, obwód kolektorowy (drenowy) dla częstotliwości pracy posiada charakter indukcyjny, tj.

X L

 

L

2 

X C

  1

C

2 79

W celu określenia pola charakterystyk elementu aktywnego pracującego jako klucz (przy D = 0,5) możemy wykorzystać następujące związki: • maksymalny prąd tranzystora

I D

max 

I DD

  2  4 2  1  

I DD

• maksymalne napięcie na tranzystorze

U DS

max 

U DD



U DS

min 80

• amplituda napięcia wyjściowego

U Lm

  2 4  4 

U DD



U DS

min  • amplituda prądu wyjściowego

I Lm



U Lm R L

 • moc wyjściowa  2 4  4

U DD



U DS

min

R L P L



U Lm

2

I Lm

  2 8  4 • prąd zasilania (

U DD



U DS

min ) 2

R L I DD

 8 (  (

U

2 

DD

4 ) 

U DS R U L

min

DD

) 2  81

• sprawność wzmacniacza     1  2   2 3 

U DS

min

U DD

 1 

A

1

A t f

2 3

A

2 

A

   1  

Q



f t f

czas opadania prądu drenu, przy wyłączaniu tranzystora • moc zasilania

P D



P L

   2 8  4 (

U DD



U DS



R L

min ) 2

f

max   2 

4 4



R C L

1 min 

R C L

1 min 82