Transcript 第五章
第5章 交-直-交变换器 5.1 简 介 交-直-交变换器就是把工频交流电通过整流器变换成直流电，再通过逆 变器将直流电逆变成为频率可调的交流电。 交-直-交变换器由交-直变换器和直-交变换器两部分组成，交-直变换器 属整流器；直-交变换器就是把直流电变成交流电，称为逆变器。 逆变的概念，交流侧接电网，为有源逆变。交流侧接负载，为无源逆变。 变频，交交变频。交直交变频, 由交直变换（整流）和直交变换两部分 组成，后一部分就是变频器。 主要应用 各种直流电源，如蓄电池、干电池、太阳能电池等。 交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置的 核心部分都是变频器电路。 逆变电路的基本工作原理 S1 、S4 闭合，S2 、S3 断 开时，负载电压uo为正。 S1 、S4 断开，S2 、S3 闭 合时，负载电压uo为负。 (1)负载为电阻 io与uo 形状相同，相位 也相同 (2)负载为阻感 io与uo形状如由图所示 5.2 电压型变换器 逆变器的分类 根据输出相数的不同 单相逆变器 三相逆变器 根据直流侧电源性质的不同 电压型逆变器：直流侧是电压源，具有电压源的特性 电流型逆变器：直流侧是电流源，具有电流源的特性 5.2.1 单相电压型变换器 1．变换器电路结构 电压型变换器的特点是直流电源接有很大的滤波电容，从逆变器向直 流电源看过去电源内阻为很小的电压源，保证直流电压稳定。 Ud 2 C1 VT1 L io R Ud VT1 VD1 Ud C C2 VT2 uo VD 2 VT2 VD 2 VT4 半桥电压型逆变器 VD3 L io R uo Ud 2 VT3 VD1 全桥电压型逆变器 VD 4 2.全桥电压型逆变器工作原理 它和直流PWM变换器具有相同的电路结构。 把VT1和桥臂VT4作为一对，VT2和VT3作为另一对，成对的两个开关管 同时导通，两对交替各导通180º，右下图开关管的驱动信号波形。 uGE1 O VT1 Ud C VT3 VD1 VD3 O L io R uGE3 uo VT2 VD 2 uGE2 VT4 VD 4 O uGE4 O t t t t 3. 输出电压波形 t1~t2：VT1 、VT4通态，VT2 、VT3断态， uo=Ud，io t2~t3 ：关断VT1 、VT4 ，开通VT2 、VT3 ， io>0，VD2 、VD3续流，uo=−Ud，io t3：io=0 t3~t4：VT2、VT3通态，uo=−Ud，io反向 t4：关断VT2、VT3 ，开通VT1、VT4。 t4~t5 ： io<0 ， VD1 、 VD4 续 流 ， uo=Ud ， uo=Ud，io反向 t5：io=0 t5~t6：与t1~t2相同。 Ud VT1 C VT2 VT3 VD1 io R VD 2 VD3 L uo VT4 VD 4 把uo展开成傅立叶级数为 uo 4U d 1 1 sin t sin 3 t sin5t 3 5 4U d 1 sinnt n1,3,5, n 基波幅值Uo1m和基波有效值Uo1为 U o1m U o1 4U d 1.27U d 2 2U d 0.9U d Ud VT1 C VT2 VT3 VD1 io R VD 2 VD3 L uo VT4 VD 4 5.2.2 三相电压型逆变器 三相电压型逆变器中，应用最广的是三相桥式逆变器。 采用IGBT作为开关管的三相桥式电压型逆变器如下左图所示，它可以 看做是三个半桥电路的合成。 三相桥式逆变器的基本工作方式是180º导电方式，即：同一相上下两 个桥臂交替导电，各导通180º；开关管VT1~ VT6开始导电的相位依次 相差60º。如下右图所示。 id VD1 VT1 u Ud C VT4 VD3 VT5 VT3 iu v VT6 VD 4 VD5 iv w Z Z N Z iw VT2 VD 6 VD 2 uGE1 uGE2 uGE3 uGE4 uGE5 uGE6 O t 把直流侧的电容画成两个串联电容，以得到假想中点N’。 对于u相来说，当VT1导通时uuN’=Ud/2，当VT4导通时uuN’=−Ud/2，即 uuN’是幅值为Ud/2的矩形波，v、w相的情况类似，仅相位依次差120º。 由于负载是三相对称的，uNN’=(uuN’+ uvN’+uwN’)/3，所以uNN’是幅值 为Ud/6的3倍频矩形波。 Ud 2 id VD1 VT1 u N' Ud 2 VT4 VD3 VT5 VT3 iu v VT6 VD 4 VD5 iv w Z Z N Z iw VT2 VD 6 VD 2 uuv=uuN’−uvN’，uuN= uuN’−uNN’，由uuN’、uvN’ 及uNN’的波形可以得到uuv和uuN的波形。 线电压uvw、uwu的波形形状与uuv相同，相位分 别依次相差120º。相电压uvN、u wN的波形形状 也与uuN相同，相位也分别依次相差120º。 uuN' Ud 2 t O uvN' t O u wN' t O Ud 2 id VD1 VT1 u N' Ud 2 VT4 VD3 v VT6 VD 4 VD5 VT5 VT3 iu u NN' O uuv iv w Z Z N Z iw VT2 VD 6 VD 2 Ud 6 t Ud t O uuN O 2U d 3 Ud 3 t 由图可知，线电压是宽度为120º的交变矩形波， − 将输出线电压uuv展开成傅立叶级数得 uuv 2 3U d 1 1 1 1 sint sin5t sin7t sin11t sin13t 5 7 11 13 k 2 3U d 1 sinnt sint n n6 k 1 uuv − O 输出线电压有效值Uuv为 1 U uv 2 − Ud 2 0 2 uuv dt 1 2 3 U 2d d 0 t 2 U d 0.816U d 3 输出线电压基波幅值Uuv1m和基波有效值Uuv1分别为 U uv1m 2 3U d 1.1U d U uv1 U uv1m 2 6U d 0.78U d t 相电压是由±Ud/3、±2Ud/3四种电平组成的六阶梯波。 − 将输出相电压uuN展开成傅立叶级数得 2U d 1 1 1 1 sint sin5t sin7t sin11t sin13t 5 7 11 13 uuN 2U d / 3 2U d 1 sinnt sint Ud / 3 n6 k 1 n O uuN − 输出相电压有效值UuN为 U uN − t 1 2 U 3 d dt 0 3 2 3 3 2 2U d dt 3 2 2 Ud d t U d 0.471U d 2 3 3 3 输出相电压基波幅值UuN1m和基波有效值UuN1分别为 U uN1m 2U d 0.637U d U uN1 U uN1m 2 2U d 0.45U d 从前面的分析中可以看出，电压型逆变器有如下特点： (1) 直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。 (2) 交流侧输出电压波形为矩形波，与负载阻抗角无关。 (3) 当交流侧为阻感负载时，需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功 能量的作用，逆变桥各臂反并联的二极管为交流侧向直流侧反馈无功 能量提供了通道。 (4) 直流侧向交流侧传送的功率是脉动的。 如何改变输出交流电的大小——改变直流侧电压 如何改变输出交流电的频率——改变开关管的通断频率 如何改变输出交流电的相序——改变开关管的导通顺序（当开关管按6、 5、4、3、2、1的顺序每隔T/6依次导通时，输出负相序） 对于180º导电方式的逆变器，为了防止同一相上下两桥臂开关管同时导通 而引起直流侧电源短路，要采取“先断后通”的方法，也就是先给应关断 的开关管关断信号，待其完全关断后，然后再给应导通的器件发开通信号， 即在两者之间留一个短暂的死区时间。死区时间的长短要视器件的开关速 度而定，开关速度越快，死区时间越短。这种“先断后通”的方法对于工 作在上下桥臂通断互补的其他电路也是适用的。 思考题: 如何实现调压? 如何实现变频? 如何实现改变相序? 5.2.2 电流型变换器 1. 电路结构 电流型变换器的电路原理图如图5-7所示，电流型变换器的特点是直流 电源接有很大的电感，从逆变器向直流电源看过去电源内阻为很大的 电流源，保证直流电流基本无脉动。 2．工作原理 其基本工作方式是120º导电方式，即： 每个桥臂一周期内导电120º，按VT1到 VT 6 的顺序每隔60º依次触发导通。其 变换器输出电流波形如图所示。 换流时，为给负载电感中的电流提供 流通路径、吸收负载电感中储存的能 量，必须在负载端并联三相电容Cu、Cv、 C w ，否则将产生巨大的换流过电压损 坏开关管。 ug1 ug2 ug3 ug4 ug5 ug6 O iu O t iVT1 Id t iVT4 iv iVT3 O iVT6 t iw iVT5 O iVT2 I II III IV V VI t 工作过程分析 ug1 I： VT1、VT6导通，iu=Id、iv=−Id、iw=0 II：VT1、VT2导通，iu=Id、iv=0、iw=−Id III：VT2、VT3导通，iu=0、iv=Id、iw=−Id IV：VT3、VT4导通，iu=−Id 、iv=Id、iw=0 V：VT4、VT5导通，iu=−Id 、iv=0、iw=Id VI：VT5、VT6导通，iu=0、iv=−Id、iw=Id I d Ld VT1 VT3 VT5 u Ud iu v iv w VT4 VT6 VT2 ug2 ug3 ug4 ug5 ug6 O iu t O t iv O Zu Zv Zw t iw O t iw Cu Cv C w I II III IV V VI 将线电流iu波形与三相桥式电压型逆变器的输出线电压uuv波形比较可知， 二者波形完全相同，都是简单的交变矩形波。 将iu展开成傅立叶级数得 2 3I d 1 1 1 1 sin t sin 5 t sin 7 t sin 1 1 t sin13t 5 7 11 13 k 2 3I d 1 sinnt sint iu Id n n 6 k 1 i iu O − − VT1 2 Iu I d 0.816I d 输出线电流有效值Iu为 3 输出线电流基波幅值Iu1m和基波有效值Iu1分别为 I u1m 2 3I d 1.1I d I u1 6I d 0.78I d iVT4 t 电流型逆变器的输出电压与负载的阻抗性质及参数有关。如果已知负 载的阻抗参数，输出电压可由输出电流与阻抗求出。 从前面的分析中可以看出，电流型逆变器有如下特点： (1) 直流侧串联有大电感，相当于电流源。 (2) 各开关管仅是改变直流电流流通路径，交流侧输出电流波形为矩形波， 与负载阻抗角无关。 (3) 当交流侧为阻感负载时，需要提供无功功率，直流侧电感起缓冲无功 能量的作用。因反馈无功能量时电流并不反向，故开关管不必反并联 二极管。 (4) 直流侧向交流侧传送的功率是脉动的。因直流电流无脉动，故传送功 率的脉动由直流电压的脉动来体现。 电压型逆变器和电流型逆变器的比较 项目 电压型逆变器 电流型逆变器 电源滤波 大电容滤波 大电感滤波 电源阻抗 小 大 负载无功 功率 通过反馈二极管返回，由滤波电容 提供缓冲 由滤波电感提供缓冲，无需二 极管续流 输出电压 波形 矩形波 由负载阻抗决定，近似正弦波 输出电流 波形 由负载阻抗决定，含有高次谐波 矩形波 再生运行 不可以，除非另加一套逆变器 可以，不需附加设备 适用场合 适合稳频稳压电源、不可逆电力拖 适合频繁加、减速，经常正反 动系统、多台电机协同调速和快速 转的单机拖动系统 性要求不高的场合 四象限运行: 为了使电压型变换器能进行四象限运行，就要再设量一 个全控整流桥与原来的整流桥反并联。电流型变换器因直流环节串大电 感，在维持电流方向不变情况下，逆变桥和整流桥可改变极性，电功机 功率经逆变桥(运行在整流状态)通过整流桥(运行在逆变状态)送回电网。 5.4 正弦脉宽调制(SPWM)变换器 全控型器件作开关元件构成的SPWM逆变器的特点： 调频、调压都由逆变器统一完成，仅有一个可控功率级，从而简化了主 电路和控制电路的结构，使装置的体积小、重量轻、造价低。 直流电压可由二极管整流获得，交流电网的输入功率因数接近1。 输出频率和电压都在逆变器 内控制和调节，其响应的速 度取决于控制回路，而与直 流回路的滤波参数无关，所 以调节速度快，并且可使调 节过程中频率和电压的配合 同步，获得好的动态性能。 三相桥式逆变器主电路 5.4.1 SPWM的基本原理 根据采样控制理论，冲量相等而形状不同的窄脉冲作用于惯性系统上时， 其输出响应基本相同，且脉冲越窄，输出的差异越小。它表明，惯性系 统的输出响应主要取决于系统的冲量，即窄脉冲的面积，而与窄脉冲的 形状无关。下图给出了几种典型的形状不同而冲量相同的窄脉冲。 f (t) f (t) f (t) f (t) d (t) t O O a)矩形脉冲 t O b)三角形脉冲 t c)正弦半波脉冲 O d)单位脉冲函数 t f (t) f (t) O t O a)矩形脉冲 f (t) f (t) d (t) t t O t O c)正弦半波脉冲 d)单位脉冲函数 b)三角形脉冲 e(t)－电压窄脉冲，是 电路的输入 。 i(t)－输出电流，是 电路的响应。 冲量相等的各种窄脉冲的响应波形 右图画出了一正弦波的正半波， 并将其划分为k等分(图中k＝7)。 将每一等分中的正弦曲线与横 轴所包围的面积都用一个与此 面积相等的等高矩形波所替代， 从而得到一组等效于正弦波的 一组等幅不等宽的矩形脉冲的 方法称为逆变器的正弦脉宽调 制(SPWM)。 5.5.2 SPWM的调制方式 1. 单极性调制与双极性调制 在实际应用中，常采用正弦波与三角波相交的方法来确定各矩形脉冲 的宽度，结合IGBT单相桥式电压型逆变电路进行说明。 按照输出电压的极性分为单极性和双极型调制。 u uc u ur t O uo O Ud uo1 uo Ud Ud uo1 t O uo uo uc ur t O Ud t VD1 VT1 （1） 单极性调制 在正弦调制波ur 的半个周期内，SPWM 波也只在正极性和零或负极性和零一种 极性范围内变化，故称为单极性SPWM 控制方式。 Ud C R + ur u 载波 c u VD3 L uo VT2 信号波 VT3 VD 2 VT4 VD 4 调制 电路 uc ur ur正半周，VT1常通，VT2常断 − 当ur>uc时使VT3断，VT4通，uo=Ud − 当ur<uc时使VT4断，VT3通，uo=0 ur负半周，VT2常通，VT1常断 − 当ur>uc时使VT3断，VT4通，uo=0 − 当ur<uc时使VT4断，VT3通，uo=−Ud 图中，uo1表示uo的基波分量 t O uo O uo Ud uo1 Ud t VD1 VT1 （2） 双极性调制 − − 在正弦调制波ur 的半个周期内，SPWM 波在正极性和负极性范围内变化，故称 为双极性SPWM控制方式。 在整个周期内， 当ur>uc 时，使VT2 、VT3 断，VT1 、VT4 通，uo=Ud 当ur<uc时，使VT1、VT4断， VT2、VT3 通，uo=−Ud Ud C 调制 电路 u uc ur L VD 2 VT4 VD 4 t O uo VD3 uo ur u 载波 c uo1 uo Ud 图中，uo1表示uo的基波分量。 O R + VT2 信号波 VT3 其工作过程类似直流PWM。 Ud t 调制度a：将正弦调制波ur的幅值与三角载波uc的峰值之比定义为调制度 a，亦称调制比或调制系数。一般来说，0<a<1。 载波比N：载波频率fc与调制信号频率fr之比定义为载波比，N= fc / fr。 一般情况下fc >> fr，所以SPWM波中所含的主要谐波的频率要比基波频 率高得多，是很容易滤除的。载波频率越高，SPWM波中谐波频率就越 高，所需滤波器的体积就越小。 单相桥式SPWM逆变器采用单极性调制和双极性调制时，输出电压中不 含低次谐波，其谐波主要分布在载波角频率c整数倍附近，并以载波角 频率c附近的谐波幅值为最大。 单极性调制比双极性调制的谐波小。 单极性调制时的谐波 双极性调制时的谐波 （3）两种调制方式的比较 采用单极性调制时，在参考波的半个周期内，有一个开关管是始终关断 的；在每个主电路开关周期内，输出电压只在正和零(或负和零)间跳变， 正、负两种电平不会同时出现在同一开关周期内；逆变器采用双极性调 制时，同一相上下桥臂的两个开关管交替通断，处于互补工作方式；在 每个主电路开关周期内，输出电压波形都会出现正和负两种极性的电平； 在双极性SPWM控制方式中，同一相上、下两个臂的驱动信号都是互补 的。但实际上为了防止上、下两个臂直通而造成短路，在给一个臂施加 关断信号后，再延迟时间，才给另一个臂施加导通信号。延迟时间的长 短主要由功率开关器件的关断时间决定。这个延迟时间将会给输出的 SPWM波形带来影响，使正弦波发生畸变。 2 异步调制与同步调制 在SPWM逆变器中，载波频率fc与参考波频率fr 之比N = fc /fr 称为载波 比。根据载波和参考波是否同步及载波比的变化情况，SPWM逆变器 分为异步调制、同步调制和分段同步调制方式。 (1) 异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持fc固定不变，当fr变 化时，载波比N是变化的。 (2) 同步调制 在同步调制方式中，参考信号频率变化时载波比N不变，参考信号一 个周期内输出的脉冲数是固定的。 异步调制的缺点： 在信号波的半周期内，SPWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定， 正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影 响都较小。 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，脉冲不对称的影响就变 大。 同步调制的缺点： fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。 fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。 （3） 分段同步调制 为了克服上述缺点，通常都采用分段同步调制的方法，即把变换器的输 出频率范围划分成若干频段，每个频段内都保持载波比N为恒定，在输出 频率的高频段采用较低的载波比，以使载波频率不致过高。在输出频率 的低频段采用较高的载波比，使载波频率不 致过低而对负载产生不利影响。各频段的载 波比应该都取3的整数倍且为奇数。 提高载波频率可以使输出波形更接近正弦波。 但载波频率的提高受到功率开关器件允许最高 频率的限制。 为防止N在切换点附近跳动，采用回滞切换的方法。 实线表示fr增高时的切换频率，虚线表示fr降低时的切换频率。 5.5.3 SPWM的一般问题 1．SPWM的优点 ①调压和调频同时在逆变器的控制中完成，不再需要调控直流电源，因 此电压型SPWM逆变器都采用不可控整流器作为直流输入电源。，仅有 一个可控功率级，从而简化了主电路和控制电路的结构，使装置的体积 小、重量轻、造价低、可靠性高。 ② 直流电压可由二极管整流获得，交流电网的输入功率因数与逆变器输 出电压的大小和频率无关而接近1；如有数台装置，可由同一台不可控 整流器输出作直流公共母线供电。 ③ 输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，其响应的速度取决于控制 回路，而与直流回路的滤波参数无关，所以调节速度快，并且可使调节 过程中频率和电压的配合同步，以获得好的动态性能。 ④ 输出电压或电流波形接近正弦，从而减少谐波分量。 2．SPWM的开关频率 SPWM是经过调制的幅值相等、宽度不等的脉冲信号。SPWM调制后的 信号中除了含有参考信号外，还含有频率很高的载波频率及载波倍频附 近的频率分量，但几乎不含其他谐波，特别是几乎不含接近基波的低次 谐波。因此，载波频率也即SPWM的开关频率愈高，谐波对系统的影响 越小，谐波越容易滤除，SPWM波就越接近期望的正弦波。 但是，SPWM的载波频率除了受功率器件的允许开关频率制约外 ， SPWM的开关频率也不宜过高，这是因为开关器件工作频率提高，开关 损耗和换流损耗会随之增加。另外，开关瞬间电压或电流的急剧变化形 成很大的du/dt或di/dt，会产生强的电磁干扰，还会在线路和器件的分布 电容和电感上引起冲击电流和尖峰电压。 5.4.4 SPWM波形的生成 SPWM波形的生成主要有3种方式：模拟电路（包括模拟/数字混合电 路）、微型计算机（包括单片机、数字信号处理器等）、专用集成电路。 根据SPWM变换器的基本原理和控制方法，可以用模拟电路构成三角波 载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点。在交点时刻 对功率开关器件的通断进行控制，这样就可得到SPWM波形。但这种模 拟电路的缺点是结构复杂，难以实现精确的控制。 SPWM波可以用微机来完成。在用微机软件生成SPWM脉冲时，通常有 查表法和实时计算法。查表法适用于计算量较大、在线计算困难的场合， 但所需要的内存容量往往较大。实时计算法是在运行时进行在线计算求 得所需的开关时刻的方法，它适用于计算量不大的场合。 专用集成电路有很好的性能价格比，可简化控制电路和软件设计，降低 成本，提高可靠性。专用集成电路的使用一般都较为方便，既可与单片 机接口，也可单独使用。 1. 自然采样法 在正弦波和三角波的自然交点时刻控 制功率开关管的通断，这种生成SPWM 波形的方法称为自然采样法 求取开关时刻的方程式非常复杂，求 解时需要花费较多的计算时间，因而 难以在实时控制中在线计算。 2. 规则采样法 实际应用较多的是计算量比自然采样法小 得多的规则采样法。在三角波的负峰时刻 tD 对正弦调制波采样而得到D点，过D点 作一水平直线和三角波分别交于A点和B 点，在A点的时刻tA和B点的时刻tB控制功 率开关器件的通断。可以看出，用这种规 则采样法所得到的脉冲宽度和用自然采样 法所得到的脉冲宽度非常接近。 1 a sin r tD d 2 Tc 2 d (1 a sin r tD ) 2 Tc 2 d ' 1 (T d ) Tc (1 a sin t ) c r D 2 4 3．低次谐波消去法 以消去SPWM波形中某些主要的低次谐波为目的，通过计算确定各脉冲 的开关时刻．这种方法称为低次谐波消去法。在这种方法中，已经不再 比较载波和正弦调制波，但目的仍是使输出波形尽可能接近正弦波，因 此也算是生成SPWM波形的一种方法。 应当指出，低次谐波消去法可以很好地消除指定的低次谐波，但是剩余 未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大。不过，因为其次数已比所消 去的谐波次数高，因而较容易滤除。 这种波形可用傅里叶级数表示为 uuN' t a sinnt n n 1,3,5, uuN' O 1 2 3 2 t 在半个周期内的6个开关时刻中，能独立控制的只有1、2、3三个时刻。 该波形的an为 4 an 1 U 0 d 2 sinntdt 2 U 1 d 2 sinntdt 3U 2 d 2 sinntdt sinntdt 2 /2U 3 d 2U d 1 2cosn1 2cosn 2 2cosn3 （n 1， 3， 5， ） n 根据需要确定基波分量a1的值，再令两个不同的an=0，就可以建立三个方 程，联立求解可得1、2、3， 2U 这样就消去了两种特定频率的谐波。 a1 d 1 2cos1 2cos 2 2cos 3 通常在三相对称电路的线电压中， 2U d 1 2cos51 2cos5 2 2cos5 3 0 a 5 5 相电压所含的3次谐波相互抵消， 2U d 1 2cos71 2cos7 2 2cos7 3 0 a 因此可以考虑消去5次和7次谐波， 7 7 列方程为 4．跟踪控制法 跟踪型SPWM也不是用载波对正弦波进行调制，而是把希望输出的 电流或电压作给定信号，与实际电流或电压信号进行比较，由此来 决定逆变器电路功率开关器件的通断，使实际输出跟踪给定信号。 采用滞环比较方式的电流跟踪型SPWM逆变器如下图所示。 io* io Ud 2 VD1 VT1 RL L io uo Ud 2 VD 2 VT2 t1 t2 t3 * io i o io*−DI io*+DI t 4 t5 t 6 t Ud 2 u o t U d 2 当io(io*+DI)时，VT1或VD1导通，io增大 当io(io*+DI)时，VT2或VD2导通，io减小 通过滞环比较器的控制，io 就在(io*+DI)和(io*−DI)的范围内，呈锯齿状地 跟踪指令电流io*。当io*是正弦波时，输出电流io也十分接近正弦波。 环宽DI过宽时，开关 频率低，跟踪误差大； 环宽DI过窄时，跟踪 误差小，但开关频率 过高，开关损耗增大。 L大时，io 的变化率小， 跟踪慢； L小时，io 的变化率大， 开关频率过高。 io* io Ud 2 VD1 VT1 R L L io uo Ud 2 VD2 VT2 t1 t2 t3 * io i o io*−DI io*+DI t 4 t5 t 6 t Ud 2 u o t U d 2 5．专用集成电路 采用专门产生SPWM波形的大规模集成电路芯片可简化控制电路和软 件设计，降低成本，提高可靠性。 目 前 应 用 得 较 多 的 SPWM 芯 片 有 HEF4752 、 SLE4520 、 MA818 、 8XC196MC。 HEF4752芯片可提供三组互差120°的互补输出SPWM控制脉冲，以供 驱动逆变器六个功率开关器件产生对称的三相输出，可适用于晶闸管 或功率晶体管。该芯片有8段载波比(15、21、30、42、60、84、120、 168)自动切换，调制频率范围为0~200Hz，开关频率一般不超过2kHz。 总之，SPWM控制是变换器中关键技术之一，而且仍然是在不断深入 研究的重要课题。 小 结 电压型变换器的特点是直流电源接有很大的滤波电容，从逆变器向直 流电源看过去电源内阻为很小的电压源。 电流型变换器的中间直流环节有一个很大电感作为滤波环节，从负载 侧向逆变器看去，为一具有很大阻抗的恒流源。 SPWM变换器属于电压型变换器, 由于采用不可控整流因此具有较高 的功率因数； 输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，所以调节速 度快，并且可使调节过程中频率和电压相配合，以获得好的动态性能。