Transcript 当V GS =0
第四章
场效应晶体管
双极晶体管
晶体管
结型场效应晶体管（J-FET）
场效应晶体(FET)
金属半导体场效应晶体管（MESFET）
金属 --氧化物--半导体场效应晶体管
（MOSFET）
什么是场效应晶体管(FET)？
场效应晶体管是区别于双极型晶体管的另一大类晶体管。它通
过改变垂直于导电沟道的电场强度来控制沟道的导电能力，从
而调制通过沟道的电流。由于场效应晶体管的工作电流仅由多
数载流子输运，故又称之为“单极型场效应晶体管”
MOS场效应晶体管又称为 “金属 --氧化物--半导体场效应晶体
管”,是绝缘栅场效应晶体管的一种，简称为 MOSFET， 但现
在 MOSFET 的栅电极实际上不一定是金属。
N沟道MOSFET
MOSFET
P沟道MOSFET
MOSFET的优点：
① 输入阻抗高
② 温度稳定性好。
③ 噪声小。
④ 大电流特性好。
⑤ 无少子存贮效应，开关速度高。
⑥ 制造工艺简单。
⑦ 各管之间存在天然隔离，适宜于制作 VLSI 。
§4-1 MOSFET 的工作原理和特性
1、MOSFET的基本结构
以N 沟道为例。
2 、栅电压对漏电流的控制
2 、栅电压对漏电流的控制
当 VGS < VT（称为 阈电压）时，源漏之间隔着P区，漏结
反偏，故无漏极电流。当 VGS > VT 时，栅下的 P 型硅表面发生
强反型，形成连通源区和漏区的 N 型 沟道，产生漏极电流 ID 。
对于恒定的 VDS ，VGS 越大，则沟道中的可移动电子就越多，
沟道电阻就越小，ID 就越大。
所以 MOSFET是通过改变 VGS 来控制沟道的导电性，从
而控制漏极电流 ID ，是一种电压控制型器件。
3 、转移特性曲线
转移特性曲线是指 VDS 恒定时的 VGS ～ID 曲线。
N 沟 MOSFET当：
VT > 0 时，称为 增强型，为常关型。
VT < 0 时，称为 耗尽型，为常开型。
ID
ID
VGS
0
VT
VGS
VT
0
4 、漏源电压对沟道的影响
VDS 很小时的沟道
VDS V
GS
VT
VDS V
GS
VT
VDS V
GS
VT
5 、输出特性曲线的定性描述
输出特性曲线是指 VGS >VT 且恒定时的VDS ～ID 曲线
① 线性区（ VDS 很小时）
当 VDS 很小时，沟道就象一个其阻值与 VDS 无关的固定
电阻，这时 ID 与 VDS 成线性关系。
② 过渡区（ VDS 增大，但小于VD sat）
随着VDS 的增大，漏附近的沟道变薄，沟道电阻增大，曲
线逐渐下弯。当VDS 增大到VD sat（饱和漏源电压）时，漏处的
可动电子消失，这称为沟道被夹断。
线性区与过渡区统称为 非饱和区，有时也统称为 线性区。
③ 饱和区（VDS ＞VD sat ）
当VDS ＞VD sat 后，沟道夹断点左移，漏附近只剩下耗尽区。
这时 ID 几乎与 VDS 无关而保持常数 ID sat ，曲线为水平直线。
实际上 ID 随 VDS 的增大而略有增大，曲线略向上翘。
④ 击穿区
当VDS 继续增大到 BVDS 时，漏结发生雪崩击穿，或者漏
源间发生穿通， ID 急剧增大，如图中 CD 段所示。
以VGS 作为参变量，可以得到不同VGS下的VDS ～ID 曲线族，
这就是 MOSFET 的输出特性曲线。
非
饱
和
区
饱
和
区
将各条曲线的夹断点用虚线连接起来，虚线左侧为非饱和区，
虚线右侧为饱和区。
5、MOSFET的类型
P 沟 MOSFET 的特性与N 沟 MOSFET 相对称，即：
(1) 衬底为 N 型，源漏区为 P+ 型。
(2) VGS 、VDS 的极性以及 ID 的方向均与 N 沟相反。
(3) 沟道中的可动载流子为空穴。
(4) VT < 0 时称为增强型（常关型），VT > 0 时称为耗尽型
（常开型）。
4 种类型 MOSFET 的特性曲线小结。（见陈星弼 张庆中 陈
勇编著微电子器件第三版 p . 201，图4 - 4）
§4-2 MOSFET的阈电压VT
定义：使栅下的硅表面处开始发生强反型时的栅电压称为
阈电压，记为 VT 。
定义：当硅表面处的少子浓度达到或超过体内的平衡多子
浓度时，称为表面发生了 强反型。
1、MOS结构的 VT 的计算方法
本小节计算 P 型衬底 MOS 结构的 VT 。
(1) 理想 MOS 结构（金属与半导体间的功函数差 MS 0 ，
氧化层中电荷面密度 QOX = 0 ）当VG = 0 时的能带图
上图中:
1
q
FP （Ei E F）
称为 P 型衬底的费米势。
NA
kT
ln
0
q
ni
(2) 实际 MOS结构 （MS 0，QOX 0） 当VG = 0 时的能带图
上图中， S 称为 表面势，即从硅表面处到硅体内平衡处的
电势差，等于能带弯曲量除以 q。COX 表示单位面积的栅氧化层
电容，
COX OX ，TOX 为氧化层厚度。
TOX
(3)实际 MOS结构当 VG = VFB 时的能带图
当 VG VFB MS QOX 时， 就可以使能带恢复为平带
COX
状态，这时 S 0 ，硅表面呈电中性。VFB 称为 平带电压。
(4)实际 MOS结构当 VG = VT 时的能带图
要使表面发生强反型，应使表面处的 EF Eis q FP，这时
能带总的弯曲量是 2q FP 。
此时的表面势为： S S ,inv 2 FP
外加栅电压超过 VFB 的部分（VG - VFB ）称为 有效栅压 。
有效栅压又可分为两部分：降在氧化层上的 VOX 与降在硅表面
VG VFB VOX S 。 S 使能带发生弯
附近的表面电势 S 即：
曲。表面发生强反型时 EF Eis q FP ，这时能带总的弯曲量
是 2q FP ，此时的表面势为： S S ,inv 2 FP
于是可得：
VT VFB VOX S ,inv
VT VFB VOX 2 FP
上式中，VOX
QS
QM
COX
COX
，QM 和 QS 分别表示金属一侧的电
荷面密度和半导体一侧的电荷面密度，而 QS 又为耗尽层电荷QA
与反型层电荷 Qn 之和。
作为近似，在刚开始强反型时，可忽略 Qn 。QA 是 S 的
函数，在开始发生强反型时， QA (S ) QA (2 FP )，故有：
VOX
Q A 2 FP
COX
再将
VFB MS
QOX
COX
和
VOX
Q A 2 FP
COX
代入
VT VFB VOX 2 FP 中，可得 MOS 结构的阈电压为：
VT MS
QOX
Q A 2 FP
2 FP
COX
COX
关于 QA 的进一步推导在以后进行。
2、MOSFET的 VT
(1) VT 一般表达式的导出
p
与 MOS 结构相比，在 MOSFET 中发生了以下变化：
a) 栅与衬底之间的外加电压由VG 变为（VG -VB），因此有
效栅电压由（VG -VFB）变为（VG -VB -VFB）。
b) 有一个反向电压（VS - VB）加在源、漏及反型层的 PN
结上，使之处于非平衡状态，EFp -EFn= q（VS -VB）。
c) 强反型开始时的表面势 S ,inv 由 2 FP变为 (2 FP VS VB ) 。
因此 MOSFET 的 VT 一般表达式为：
VT VB VFB
Q A S ,inv
COX
S ,inv
以下推导 QA 的表达式。对于均匀掺杂：
2 s S ,inv
QA ( s ,inv ) q N A xd q N A
qN
A
1
2
2q N A s (2 FP VS VB )
1
2
QA S ,inv
COX
2q N A s 2 V
FP
S
1
2
COX
上式中， K
2q N A s
COX
1
2
VB K 2 FP VS VB
1
2
，称为 体因子。
1
2
最后可得 N 沟 MOSFET的 VT 为：
VT VB VFB K 2 FP VS VB 2 FP VS VB
1
2
MS
1
QOX
K 2 FP VS VB 2 2 FP VS
COX
注意上式中，通常 VS > 0，VB < 0 。
当VS = 0 ，VB = 0 时：
VT MS
1
QOX
K 2 FP 2 2 FP
COX
这与前面得到的 MOS 结构的 VT 表达式相同。
同理可得 P 沟 MOSFET的 VT 为：
VT MS
1
QOX
K 2 FN 2 2 FN
COX
上式中，
FN
1
kT
ND
( Ei E Fn )
ln
0
q
q
ni
称为 N 型衬底的费米势。
K
2q N D s
1
2
COX
FN 与 FP 可以统一写为 FB ，表示 衬底费米势。
(2) 影响 VT 的因素
当VS = 0，VB = 0 时，N 沟 P 沟 MOSFET的 VT 可统一写为：
VT MS
TOX
OX
QOX
TOX
OX
QAD 2 FB
a) 氧化层厚度 TOX
一般来说，当 TOX 减薄时， |VT | 是减小的。
早期 MOSFET 的 TOX 的典型值为 150 nm ，目前高性能
MOSFET 的 TOX 可达 10 nm 以下。
VT MS
TOX
OX
QOX
TOX
OX
QAD 2 FB
b) 衬底费米势 FB
FP
FB
kT
NA
ln
0
q
ni
FN
kT
ND
ln
0
q
ni
( N沟)
( P沟)
FB 与掺杂浓度有关，但影响不大。室温下，当掺杂浓度为
1015 cm 3 时， FB 约为 0.3 V 。
VT MS
TOX
OX
QOX
TOX
OX
QAD 2 FB
c) 功函数差 MS
MS 与金属种类、半导体导电类型及掺杂浓度有关。对于
Al ～ Si 系统：
（见陈星弼 张庆中
- 0.6 V ～ - 1.0V ( N 沟 )
陈勇编著微电子器
MS
件第三版见07页图
- 0.6 V ～ - 0.2V ( P 沟 )
4-14）
当 N 1015 cm 3 时：
- 0.9 V ( N 沟 )
MS
- 0.3 V ( P 沟 )
VT MS
TOX
OX
QOX
TOX
OX
QAD 2 FB
d) 耗尽区电离杂质电荷面密度 QAD
QA qN A xd (4qN A s FP ) 0,
1
2
QAD
QD qN D xd (4qN D s FN ) 0,
1
2
( N沟)
( P沟)
由于 FB 与掺杂浓度 N 的关系不大，故可近似地有：
QAD N
1
2
VT MS
TOX
OX
QOX
TOX
OX
QAD 2 FB
e) 氧化层中的电荷面密度 QOX
QOX 与制造工艺及晶向有关。MOSFET 一般采用（100）
晶面，并在工艺中注意尽量减小 QOX 的引入。在一般工艺条
件下，当 TOX = 150 nm 时：
QOX
1.8 ~ 3.0 V
COX
调整 VT 主要是通过改变掺杂浓度 N（例如离子注入）和
TOX 来实现。
(3) 衬底偏置效应（体效应）
当VS = 0 时，可将源极作为电位参考点，这时 VG = VGS 、
VD = VDS 、VB = VBS 。
衬底偏置效应：VT 随 VBS 的变化而变化。
对于 N 沟 MOSFET：
VT VFB K 2 FP VBS 2 FP
1
2
VT (VT )VBS 0 (VT )VBS 0
1
VBS
K 2 FP 2
1
2 FP
1
2
1 0
对于 P 沟 MOSFET：
VT (VT )VBS 0 (VT )VBS 0
K 2 FN
1
2
VBS
1
2 FN
1
2
1 0
可见，当 |VBS | 增大时，N 沟 MOSFET的 VT 向正方向变化，
而 P 沟 MOSFET的 VT 向负方向变化。
由于
K
2q N s
偏置效应就越大。
COX
1
2
，所以TOX 越厚、N 越高，则衬底
§4-3 MOSFET输出特性的数学分析
本节将以 N 沟 MOSFET 为例，推导 MOSFET 的 ID ～ VD
方程。
推导时采用如下假设：
① 沟道电流只由漂移电流构成，忽略扩散电流。
② 采用缓变沟道近似，即：
2
2
|
| |
|,
2
2
x
y
或
E y
E x
x
y
这表示沟道厚度沿 y 方向的变化很小，沟道电子电荷全部由
感应出来而与
E y
y
无关。
E x
x
③ 沟道内的载流子（电子）迁移率为常数。
④ 采用强反型近似，即认为当表面少子浓度达到体内平衡
多子浓度 (也即 S S ,inv ) 时沟道开始导电。
⑤ QOX 为常数，与能带的弯曲程度无关。
1、非饱和区电流-电压方程的推导
b(y)
x
y
当在漏极上加VD > VS 后，沟道内产生横向场E y
从而产生漂移电流： j q nE q n dV
n
n
y
n
dV
dy
，
dy
b
I D Z n qndx
0
dV
dV
Z n Qn
dy
dy
上图及上式中，L、Z、b (y) 分别为沟道长度、沟道宽度与
沟道厚度，Qn
b
0
(qn)dx 为沟道内的电子电荷面密度。
I D Z n Qn
dV
,
dy
I D dy Z nQn dV ,
ID
L
0
dy Z n
ID
以下推导 Qn
VD
VS
Qn dV ,
VD
Z
n V Qn dV
S
L
。强反型后，由于沟道中产生的大量电子对来
自栅电极的纵向电场起到屏蔽作用 ，故能带的弯曲程度几乎不
再随VG 而增大，表面势 S 也几乎维持 S ,inv 不变。于是有：
Qn QS QA
QM QA
COX VOX QA
COX
（VG VB VFB S ,inv）
QA
当外加 VD ( > VS ) 后，沟道中产生电势 V ( y ) ，V ( y ) 随
y 而增加，从源处的 V ( 0 ) = VS 增加到漏处的 V ( L ) = VD 。
这样 s ,inv 、xd 与 QA 都成为 y 的函数，可分别表为：
S ,inv ( y) 2FP VB V y
2 s
xd ( y )
2
V
V
(
y
)
FP
B
q
N
A
1
2
QA ( y ) q N A xd 2 s q N A 2 FP VB V ( y )
1
2
将上面的 s ,inv 和 QA 代入沟道电子电荷面密度 Qn 后，可
知 Qn 也成为 y 的函数，即：
Qn ( y ) COX VG VFB 2 FP V y 2 s q N A 2 FP VB V y
1
2
将 Qn 代入 ID 中，并经积分后可得 ID 的表达式，但其形式
极为繁琐。在一般情况下可对上式进行简化 。
将 Qn 中的 2FP VB V ( y) 在 V = 0 处用级数展开：
1
2
2 FP VB V
1
2
2 FP VB
1
2
V
22 FP VB
1
2
当只取一项时， 2 FP VB V 2 2 FP VB 2
1
1
再若VS = 0 ，VB = 0 时，可将VD 写作 VDS ，VG 写作 VGS ，
则 Qn 成为：
Qn ( y ) COX VGS VFB 2 FP V y 2 s q N A 2 FP
1
2
2 s qN A 2 FP 2
(VGS VFB 2 FP V ( y )
C
OX
1
COX
COX [VGS VT V ( y )]
将此 Qn 代入 I D 中，得：
ID
VDS
Z
n COX VGS VT V ( y ) dV
0
L
Z
1 2
n COX (VGS VT )VDS VDS
L
2
再将
Z
nCOX
L
写作 ，则上式成为：
1 2
I D (VGS VT )VDS VDS
2
上式表明，ID 与 VDS 成抛物线关系，即：
但实际上上式只在抛物线的左半段有物理意义。
由 Qn 的表达式可知，在 y = L 的漏极处，
Qn ( L) COX [VGS VT VDS ]
可见 | Qn(L) | 是随VDS 增大而减小的。当VDS 增大到被称为
饱和漏源电压 的 VD sat 时，Qn ( L ) = 0 ，这称为 沟道被夹断 。
显然：
VD sat VGS VT
此时所对应的漏极电流称为 饱和漏极电流 ID sat ：
1 2 1
2
I Dsat (VGS VT )VDsat VDsat
V
V
GS
T
2
2
这一点正好是抛物线的顶点。所以 VD sat 也可由令
而解出。
dI D
0
dVDS
当 VDS > VD sat 后，最简单的处理方法是从抛物线顶点以
水平方向朝右延伸出去。
以不同的 VGS 作为参变量，可得到一组 ID ～VDS 曲线，这
就是 MOSFET 的输出特性曲线。
对于 P 沟道 MOSFET，可得类似的结果：
1 2
I D (VGS VT )VDS VDS
2
VDsat VGS VT
I Dsat
上式中，
1
(VGS VT ) 2
2
Z
p COX
L
以上公式虽然是近似的，但因计算简单，在许多场合得到
广泛的应用。
当在（2 FP V） 级数展开式中取前两项时，得：
1
2
2
2
（2 FP V）
（2 FP）
1
1
V
（
2 2 FP）
1
2
经类似的计算后可得：
1
2
I D (VGS VT )VDS
(1 )VDS
2
V
VT
VDsat GS
1
(VGS VT ) 2
1
I Dsat
2
1
( 2 s q N A ) 2
1
K
1
1
上式中，
2
COX
( 2 FP )
( 2 FP ) 2
1
2
以上公式与不对（2 FP V）做简化的精确公式已经极为
1
接近。
2、饱和区
实测表明，当VDS >VD sat 后，ID 随VDS 的增大而略有增大，
也即 MOSFET 的增量输出电阻
rds
一个有限的值。
通常采用两个模型来解释 ID 的增大。
VDS
不是无穷大而是
I D
(1) 有效沟道长度调制效应
已知当 VDS = VD sat 时，V ( L ) = VD sat ，Qn ( L ) = 0 。
当 VDS >VD sat 后，沟道中满足 V = VD sat 和 Qn = 0 的位置
向左移动 L ，即：
V ( L L) VD sat
Qn ( L L) 0
这意味着有效沟道长度缩短了。
上图中，曲线①代表VDS < VD sat ，曲线②代表 VDS = VD sat ，
曲线③代表 VDS >VD sat 而 V ( L L) VD sat 。
此时，VDS 分为两部分，其中的 VD sat 降在有效沟道长度
( L L)上，超过 VD sat 的部分 ( VDS –VD sat ) 则降落在长度为
L的耗尽区上。根据耗尽区宽度的公式可计算出 L 为：
2 s
VDS VDsat
L
qN A
1
2
2 s
VDS VGS VT
qN A
1
2
由于
ID
1
L
，当 L 缩短时，ID 会增加。
现用 I’D sat 表示当 VDS > VD sat 后的漏极电流，可得：
1
Z
n COX (VGS VT ) 2
2 L L
1 Z
L
n COX (VGS VT ) 2
2 L
L L
1
I Dsat
1 L L
I Dsat
当 L 较长或 NA 较大时， L 较小，电流的增加不明显，
L
rds 较大 ；反之，则电流的增加较明显，rds 较小。
(2) 漏区静电场对沟道
的反馈作用
p
对于L 较短及NA 较小的 MOSFET，当VDS >VD sat 后，耗尽
区宽度接近于有效沟道长度，这时从漏区发出的电力线有一部
分终止于沟道上，使沟道电子的数量增多，从而导致电流增大。
可以把此看作是在漏区与沟道之间存在一个电容 Cd CT ，当VDS
增加△VDS 时，沟道区的电子电荷面密度的增量为：
QAV
CdCT VDS
ZL
§4-4 MOSFET的亚阈区导电
本节以前的漏极电流公式只适用于 VGS > VT ，并假设
当 VGS < VT 时 ID = 0 。但实际上当VGS < VT 时， MOSFET
仍能微弱导电，这称为 亚阈区导电 。这时的漏极电流称为
亚阈电流 ，记为 ID sub 。
1、弱反型
定义： 使硅表面处于本征状态的 VGS 称为 本征电压 ，记
为Vi 。当VGS =Vi 时，表面势 S FB ，能带弯曲为 q FB ，
表面处于本征状态。
当 Vi VGS VT 时， FB S 2 FB 时，表面即处于
弱反型 ，反型层中的少子（电子）浓度介于本征浓度与衬底
平衡多子浓度之间。
2、亚阈电流 ID sub
在亚阈区，表面弱反型层中的电子浓度较小，所以漂移电
流很小；但电子浓度的梯度却很大，所以扩散电流较大。因此
在计算 ID sub 时只计入扩散电流而忽略漂移电流。
J Dsub
dn
qDn
dy
I Dsub ZbqDn
ZbqDn
dn
dy
n(0) n( L)
L
E Eis n( L) n exp EF Eis ( L)
N (0) ni exp F
i
kT
kT
E Ei q s n exp EF Ei q s qVD
ni exp F
i
kT
kT
q s B
ni exp
kT
q s B VD
ni exp
kT
经进一步计算后， ID sub 可表示为：
2
I Dsub
kT
q
Z
n
C D ( S ) exp
L
kT
q
VGS VT
n
qVDS
1
exp
kT
上式中， CD ( S ) 为沟道耗尽区的势垒电容，即：
qN A s
C D ( S )
2
S
以及：
n 1
1
2
C D ( S )
COX
由于 FB S 2 FB , S 可取为 1.5 FB 。
2
I Dsub
kT
q
Z
n
C D ( S ) exp
L
kT
q
VGS VT
n
qVDS
1
exp
kT
kT
q
对 ID sub 的讨论：
① ID sub 与 VGS 之间为指数关系。
② VDS = 0 时ID sub = 0， VDS 增大时ID sub 增大, 但当 VDS
后，ID sub 变得与VDS 无关，即 ID sub 对VDS 而言会发生饱和。
③ 定义 栅源电压摆幅S 为亚阈区转移特性半对数斜率的倒数，
dVGS
C D ( S ) kT
nkT
即：
S
1
d (ln I Dsub )
q
COX
q
S 的意义是：使 IDsub 扩大 e 倍所需的VGS 的增量。对于作为
开关管使用的MOSFET，希望 S 值要小。减小 S 的措施：
C D ( S ) ,
即N A 。COX ,
即 TOX
3、VT 的测量
(1) 联立方程法
I Dsat1
I Dsat 2
2
2
(VGS1 VT ) 2
(VGS 2 VT ) 2
将测量获得的 VGS1、I Dsat1、VGS 2 和 I Dsat2 作为已知数，通
过求解上述联立方程，可解出 和 VT 。
(2) I Dsat ～ VGS 法
VGS VT 2 可知 ，
I
由 D sat
2
测量MOSFET在饱和区的
I Dsat
I Dsat
与
VGS 为线性关系。
～ VGS 关系并绘成直线，其在
横轴上的截距即为 VT ，如下图所示：
I Dsat
斜率
I Dsat 2
2
I Dsat 1
0
VT VGS1 VGS 2
VGS
通常令 ID sat 2 = 4 ID sat 1 ，则 ：
VT VGS1
（VGS 2 VGS1） 2VGS1 VGS 2
(3) 1A 法
类似于测量 PN 结的正向导通电压 VF 或击穿电压 VB ，将
漏极电流达到某一规定值 IDT 时的 VGS 作为阈电压 VT 。
I Dsat
斜率
I DT
0
VT
2
Z n COX
2L
VGS
此法简单易行，早期较多采用，且通常将 IDT 定为 1A 。
Z
但此法的误差较大，特别是对 L 值不同而其它方面全部相
同的 MOSFET 会测出不同的 VT 值。
§4-5 MOSFET的直流参数及其与温度的关系
1 、VT 与温度的关系
1
Q
1
2 s qN A (2 FB VBS ) 2
VT OX MS 2 FB
COX
COX
上式中与温度关系密切的只有 FB ，
2( 2 s qN A )
dVT
d FB
d FB
2
1
dT
dT
dT
COX 2( 2 FB VBS ) 2
1
2
( 2 s qN A ) 2
2
1
2
C
(
2
V
)
OX
FB
BS
1
d FB
dT
FB
kT
NA
kT
ln
ln
q
ni
q
kT
q
ln
E
G
NA
2 kT
e
Nc Nv
EG
NA
2kT
Nc Nv
kT ln
q
d FB
k
ln
dT
q
NA
Nc Nv
( 2 s qN A ) 2
dVT
2
1
dT
COX ( 2 FB VBS ) 2
1
上式中，
E
NA
G
2q
Nc Nv
N c N v N A ，所以对于
N
k
ln
q
NA
Nc Nv
dVT
MOSFET， dT 0 ，
VT 具有负温系数。
用同样的方法可得 P沟 MOSFET 的VT 与温度的关系，并
且得到 dVT 0 ，所以 P沟 MOSFET 的VT 具有正温系数。
dT
无论N 沟还是P 沟，
dVT
dT
对于 VT 的影响不是很大。
约为每度几个 mV，所以 温度
2 、漏极电流 ID 与温度的关系
ID
Z
1 2
n COX
V
V
V
VDS
GS
T
DS
L
2
上式中与温度关系密切的有 n 与 VT 。
d ID
I D d n
I D dVT
dT
n dT
VT
dT
ID
n
因 n T ，d n
3
2
dT
d n
Z
dVT
n COX VDS
dT
L
dT
0，又已知
N 沟 MOSFET 的
dVT
0,
dT
d ID
所以
的正负取决于 ID 的大小，也即（VGS –VT ） 的大小。
dT
(1)
(2)
d ID
当（VGS –VT ）较大时， dT 0,
d ID
当（VGS –VT ）较小时， dT 0,
(3) 令
d ID
0 ，可解得：
dT
VGS VT
dVT dT
1
VDS n
d n dT
2
当满足上式时，温度对 ID 无影响。对 P 沟道 MOSFET 也
有类似的结论。
总的说来，MOSFET有较好的温度稳定性。
3 、 MOSFET的直流参数
(1) 阈电压 VT
(2) 饱和漏极电流 IDSS
此参数不是一般的 ID sat ，它只适用于耗尽型 MOSFET，表
示当VGS = 0 ， VDS >VD sat 时的 ID sat ，即：
I DSS
2
(VGS VT ) 2
2
VT2
(3) 通导电阻 Ron
Ron 表示当 MOSFET 工作于线性区，VDS 很小时的沟道
电阻。当 VDS 很小时，ID 可表示为：
1 2
I D (VGS VT )VDS VDS
(VGS VT )VDS
2
Ron
VDS
1
L
ID
(VGS VT )
Z n COX (VGS VT )
(4) 截止漏极电流
此参数只适用于增强型 MOSFET，表示当 VGS = 0 ，外加
VDS 后的亚阈电流与PN 结反向电流引起的微小电流。
(5) 栅极电流
表示从栅极漏过 SiO2 层到沟道之间的电流，这个电流极小，
通常小于 10-14 A 。
4 、MOSFET 的击穿电压
金属栅极引起附加电场
是BVDS降低。
(1) 漏源击穿电压 BVDS
(a) 漏 PN 结雪崩击穿
由于在漏与栅之间存在附加电场，使 MOSFET的漏源击穿
电压远低于相同掺杂和结深的PN 结雪崩击穿电压。当衬底掺杂
浓度小于 1016 cm -3 后， BVDS 就主要取决于VGS 的极性、大小
和栅氧化层的厚度 Tox 。
(b) 源、漏之间的穿通
L xd
2 s (Vbi V pt )
qN
A
1
2
略去 Vbi 后得：
V pt
qN A 2
L
2 s
可见，L 越短，NA 越小，Vpt 就越低。由于沟道区掺杂远
低于源漏区，所以穿通现象是除工艺水平外限制 L 缩短的重要
因素之一。
(2) 栅源击穿电压 BVGS
BVGS 是使栅氧化层发生击穿时的 VGS 。
0.79
当 TOX < 80nm 时，BVGS TOX ，
当 TOX 为100～200nm 时，BVGS =（5 ～10） 10 TOX ，
例如当 TOX = 150 nm 时，BVGS 约为 75V ～150 V 。但实
际中由于氧化层的缺陷与不均匀，应至少加上50% 的安全系数。
6
由于 MOS电容上存贮的电荷不易泄放，且电容值很小，故
很少的电荷即可导致很高的电压，使栅氧化层被击穿。由于这
种击穿是破坏性的，所以 MOSFET 在存放与测试时，一定要注
意使栅极良好地接地。
§4-6 MOSFET 的小信号参数及频率特性
1、 小信号交流参数
(1) 跨导 gm
gm
I D
|VDS
VGS
跨导是转移特性曲线的斜率，它反映了栅电压VGS 对漏电
流 ID 的控制能力，即反映了 MOSFET 的增益的大小。
非饱和区：
1 2
I D (VGS VT )VDS VDS
2
g m VDS
饱和区：
I Dsat
1
(VGS VT ) 2
2
g ms (VGS VT ) VDsat
以 VGS 作为参变量的 gm ～VDS 特性曲线：
gm 一般为几～几十毫西门子。
为提高 gm ，从器件制造角度，应提高 β ，即增大
减小 TOX 。从电路使用角度，应提高 VGS 。
Z
L
，
(2) 漏源电导 gds
g ds
I D
|VGS
VDS
gds 是输出特性曲线的斜率，也是增量输出电阻 rds 的倒数。
非饱和区：
当 VDS 很小时：
g ds （VGS VT VDS）
g ds （VGS VT）
1
Ron
I Dsat
饱和区： （g ds）
0
sat
VDS
以 VGS 为参变量的 gds ～VDS 特性曲线：
g ds
实际上，ID sat 随 VDS 的增加而略有增大，使 ( gds ) sat 略
大于 0 。降低 ( gds )sat 的措施与降低有效沟道长度调制效应的措
施是一致的。
(3) 电压放大系数μ
VDS
|I D
VGS
在非饱和区，对 ID 求全微分并令其为零，即：
d ID
I D
I D
dVDS
dVGS g ds dVDS g m dVGS 0
VDS
VGS
饱和区：
VDS
g
VDS
m
VGS
g ds VGS VT VDS
g ms
（g ds）
sat
S
实际上 ，因有效沟道长度调制效应等原因，μs 为有限值。
模拟电路中的MOSFET 常工作在饱和区，希望 μs 尽量大，故
应尽量增大 gms ，减小 ( gds )sat 。
2 、小信号高频等效电路
MOSFET 的共源极高频小信号等效电路：
上图中各元件的值与工作点有关。模拟电路中的 MOSFET
常工作在饱和区，饱和区中各元件可由下式表示：
Rgs
2
L
2
， C gs ZLCOX， Rgd ，
5 COX n Z VGS VT
3
C gd 0，
g ms
g ms
1 j
g
， rds
m
1
g ds sat
， Lds
g
上式中，
m
下降到低频值的
称为 跨导的截止角频率，它表示当 | g ms ( ) |
1
2
时的角频率：
g
m
1
15 n (VGS VT )
RgsC gs
4
L2
由上式可见，为提高 ωgm ，从器件制造角度，应提高 μ ，
即 N 沟道 MOSFET比 P 沟道 MOSFET 好，尤其是应缩短 L ；
从器件使用角度，应提高 VGS 。
为反映 ID sat 随 VDS 而略有增大的实际情况, rds 应为有限值。
于是可得饱和区的等效电路如下：
加上寄生参数后的等效电路如下：
上图中，RS 表示源体电阻与源电极接触电阻之和， 它在
共源极接法中起负反馈作用，使跨导 gm 降低：
g 'm
gm
dI ' D
dI D
dV 'GS
dVGS RS dI D 1 RS g m
RD 表示漏体电阻与漏电极接触电阻之和，RS 与 RD 的存在
会使VD sat 增大，gds 减小：
g 'ds
g ds
dI ' D
dI D
dV ' DS
dVDS ( RS RD )dI D 1 ( RS RD ) g ds
C ’gs 与 C ’gd 由金属栅极与漏、源区的交迭部分构成，其中
特别是 C ’gd 将在漏与栅之间起负反馈作用，使增益降低。
Al
C ’gs
C ’gd
硅栅自对准结构可减小交迭部分，从而减小 C ’gs 与 C ’gd 。
Poly Si
3、功率增益与最高振荡频率
一般情况下， g
m
g ms ( )
1
RgsC gs ，则：
g ms
1 j
g
g ms ,
m
id
1
g ms v gs ,
2
Po max | id |2 RL
ig
v gs
1
Rgs
jC gs
1 2
g ms | v gs |2 rds ,
4
jC gs
v gs jC gs v gs ,
1 jRgsC gs
2
Pi | i g |2 Rgs 2C gs
| v gs |2 Rgs
1 2
g ms | v gs |2 rds ,
4
2
2C gs
| v gs |2 Rgs
Po max | id |2 RL
Pi | i g |2 Rgs
于是可得 MOSFET 的高频功率增益为：
K p max
2
2
Po max
g ms
rds
g ms
rds
2
2
2
Pi
4 Cgs Rgs
4(2 f ) 2 Cgs
Rgs
可见，K p max
1
f2
，即每倍频下降 6 分贝。
K p max
2
g ms
rds
2
4( 2 f ) 2 C gs
Rgs
定义：使 Kpmax 下降到 1 时的频率称为 最高振荡频率，记
为 fM ，即：
fM
g ms
2C gs
rds
4R
gs
1
2
将 gms 、Cgs 、Rgs 的表达式代入，可知 f M 1 ，可见
L
5
2
为提高 fM ，应缩短沟道长度 L 。
考虑到寄生参数后， Kpmax 和 fM 会比上式低一些。
§4-7 短沟道效应
当 L↓时，
分立器件：
I D ,
t pd ,
g m ,
Ron , gm ,
K p max ,
fM
功耗 ，集成度
集成电路：
但是随着 L 的缩短 ，将有一系列在普通 MOSFET 中不明
显的现象在短沟道 MOSFET 中变得很严重，这一系列的现象
统称为 “ 短沟道效应 ” 。
1、VT 的短沟道效应
原因：漏源区对 QA 的影响。
QA
COX
1
上式中，QA q N A xd (4 s q N AFB ) 2
已知：
VT VFB 2 FB
的电离杂质电荷面密度。
为沟道下耗尽区
L
xd
L
P
考虑到漏源区的影响后，QA 应当改为平均电荷面密度 QAG ：
1
1
L L'
L L'
( L L' ) Z
qN A xd
QA (
)
2
LZ
2L
2L
xj
x 1
Q A{1
[(1 2 d ) 2 1]}
L
xj
Q AG qN A xd
当L x j 时，Q AG Q A ，VT 与L无关,
当L x j 时，随着L ， Q AG ,
减小 VT 短沟道效应的措施： x j
,
xd ( N A ),
VT .
COX (TOX ) 。
2 、 迁移率调制效应
(1) VGS（纵向电场 Ex ） 对 μ 的影响
当 VGS 较小时：
1
O
1
体内
1
表面
2
体内
当 VGS > VT 且继续增大时，垂直方向的电场 E x 增大，使
表面散射进一步增大，μ 将随 VGS 的增大而下降：
1
上式中， 电场
1
O
K
VGS VT
1
电场
，于是有：
电场 o
o
o
o
VGS VT
电场 o 1 o
1 o (VGS VT ) 1
VK
电场
K
上式中，VK
K
o
当 VGS VT VK 时，
1
o 。
2
N 沟道 MOSFET 中的典型值为:
o 600cm 2 / V s， VK 30V。
(2) VDS（横向电场 Ey ）对 μ 的影响
VDS 将产生水平方向的电场 Ey ，当 Ey 很大时，载流子速度
将趋于饱和。作为一种最简单的近似方法，可以用二段直线来
描述载流子的 v ～Ey 关系：
o
μ =
常 数， E y Ec 时
VGS VT
1
VK
vmax
， E y Ec 时
Ey
o
v=
V VT
1 GS
VK
E y ， E y Ec 时
vmax 常数， E y Ec 时
v
vmax
Ey
0
EC
(3) 考虑速度饱和后的饱和漏极电流
短沟道MOSFET中，因沟道长度 L 很小，E y
dV
dy
很高，
使漏极附近有可能在沟道尚未被夹断之前， Ey 就达到了EC ，
载流子速度就达到了饱和值 vmax ，从而使 ID 饱和。
已知 VD sat = VGS -VT 为使沟道夹断的饱和电压，也就是使
Q ( L ) = 0 的饱和电压。
现设 V ' D sat 为使 v ( L ) = vmax 的饱和电压。经计算：
V ' Dsat VDsat EC L V
2
Dsat
( EC L )
2
1
2
由上式可见，V ' Dsat 总是小于 VDsat 。
对于普通 MOSFET，
2
( EC L) 2 VDsat
， V ' Dsat VDsat
特点：饱和电压与 L 无关。
对于短沟道 MOSFET，
2
( EC L) 2 VDsat
，V ' Dsat EC L VDsat
特点：饱和电压正比于 L ，将随 L 的缩短而减小。
设 I ' Dsat为考虑速度饱和后的漏极饱和电流，经计算：
I ' Dsat
Z
2
n COX ( EC L) 1
L
对于普通
I ' Dsat
VDsat
E L
C
2
1
2
1
2
2
(
E
L
)
V
Dsat
MOSFET， C
2
Z
1 VDsat
Z
2
2
n COX ( EC L) 1
1
C
V
I Dsat
n
OX
Dsat
L
2 EC L
2L
1
2
I
(
V
V
)
,
I
GS
T
Dsat
特点： Dsat
L
2
2
(
E
L
)
V
Dsat ,
对于短沟道 MOSFET， C
I ' Dsat
V
Z
n COX ( EC L) 2 Dsat
L
EC L
Z n COX (VGS VT ) EC
(VGS VT ),
特点： I Dsat
与L无关。
I Dsat
(4) 跨导 gms 的饱和
普通 MOSFET在饱和区的跨导为：
d I Dsat
Z
n COX (VGS VT )
d VGS
L
1
(VGS VT ),
g ms
L
g ms
特点： g ms
短沟道 MOSFET在饱和区的跨导为：
g ' ms
d I Dsat
Z n COX EC ZCOX v max
d VGS
特点： g 'ms 与 ( VGS -VT ) 及 L 均不再有关，这称为跨导的
饱和。
3、DIBL（漏诱生势垒降低）效应
当 MOSFET的沟道很短时，漏PN 结上的反偏会对源PN 结
发生影响，使漏、源之间的势垒高度降低，从而有电子从源PN
结注入沟道区，使 ID 增大。
(1) 表面 DIBL 效应
当VFB < VGS < VT 时，能带在表面处往下弯，势垒的降低
主要发生在表面，它使亚阈电流 ID sub 产生如下的特点：
在普通 MOSFET中：
q VGS VT
qVDS
I Dsub exp
1
exp
kT
n
kT
① 当 L 缩短后，ID ～VGS 特性曲线中由指数关系过渡到
平方关系的转折电压（即阈电压VT ）减小。
② 普通 MOSFET的 ID sub 当 VDS > ( 3～5 )( kT / q ) 后与VDS
无关，短沟道 MOSFET的 ID sub 则一直与 VDS 有关。
③亚阈区转移特性斜率倒数
S
dVGS
d ln I Dsub
的值随 L 的缩短
而增大，表明短沟道 MOSFET中的VGS 对 ID sub 的控制能力变
弱，使 MOSFET 难以截止。
(2) 体内 DIBL 效应
当VGS < VFB 时，能带在表面处往上弯，表面发生积累，
势垒的降低主要发生在体内，造成体内穿通电流。而穿通电流
基本上不受 VGS 控制，它也使 MOSFET 难以截止。
4 、强电场效应
(1) 衬底电流 Isub ：沟道夹断区内因碰撞电离而产生的电子
空穴对中，电子从漏极流出而成为 ID 的一部分，空穴则由衬底
流出而形成衬底电流 Isub 。
衬底电流的特点：
Isub 随 VGS 的增大先增加，然后再减小，最后达到 PN 结
反向饱和电流的大小。
原因：衬底电流可表为：I sub I D i L，对于固定的VDS ，
当 VGS 增大时，ID 增加；但另一方面，夹断区内的电场可表示
为：
Ey
VDS VDsat
V VGS VT
DS
L
L
当VGS 增大时，Ey 减小，使 αi 减小，即：
当 VGS
时：
I D ,
Ey
i ,
当 VGS 较小时，ID 的增大超过 αi 的减小，使 Isub 增加。
当 VGS 较大时，ID 的增大不如 αi 的减小，使 Isub 减小。
当 VGS 增大到使碰撞电离消失时，Isub 成为漏PN 结的反向
饱和电流。
衬底电流在衬底电阻上所产生
(2) 横向双极击穿
的电压 Vbs I sub Rsub 对横向寄生
双极晶体管的发射结为正偏压，使
寄生晶体管处于放大区。当集电结
耗尽区中的电场强度增大到满足双
极晶体管的共发射极雪崩击穿条件
M 1 时，就会使 I C ，从而发生横向双极击穿。
因为 n 2.5 p ，所以有：
( Rsub ) n沟 2.（
5 Rsub）
p沟 ，
( I sub ) n沟 2.（
5 I sub）
p沟 ，
( I sub Rsub ) n沟 6.25
（I sub Rsub）
p沟
这使 N 沟 MOSFET 更容易发生横向双极击穿。
(3) 热电子效应
沟道漏附近能量较大的电子称为 热电子，热电子若具有能
克服 Si ～SiO2 间势垒（约3.1eV）的能量，就能进入栅氧化层。
这些电子中的一部分从栅极流出构成栅极 电流 IG ，其余部分
则陷在 SiO2 的电子陷阱中。这些电子将随时间而积累，长时期
后将对MOSFET的性能产生如下影响：
(a) VT 向正方向漂移，即 VT 随时间而逐渐增大。
(b) 因迁移率下降而导致跨导 gm 的退化。
(c) 因界面态密度增大而导致亚阈电流 ID sub 的增大。
由于热电子效应与 IG 成比例，所以可用测量 IG 的大小来
推算热电子效应的大小。 IG 与 VDS 、VGS 及 L 有关。IG 随VDS
的增加而增加。对于VGS ，则在 VGS = VDS 附近出现峰值。IG 随
L 的缩短而增加。
为了防止 MOSFET 性能的过分退化，必须对 VDS 有一个
限制。在 VGS = VDS （ 此时 IG 最大 ）的条件下，把使 IG 达到
1.5х10-15A / μm 时的VDS ，称为 最高漏源使用电压，记为 BVDC 。
在这个使用条件下，VT 在10年后增大 10 mV 。这样，对短沟道
MOSFET 来说限制 VDS 的将不再是雪崩击穿或漏源穿通，而是
受热电子效应限制的 BVDC 。
5 、减小短沟道效应的措施
除了采用一些特殊的结构外，在 VLSI 中，主要采用按比例
缩小法则。这里介绍最简单的 恒场按比例缩小法则：
设 K 为缩小因子，K >1 。恒场按比例缩小法则 要求：
L
L'
,
K
Z
Z
,
K
N ' A KN A ,
V 'GS
这时器件性能的改变如下：
V 'T
VT
,
K
延迟t ' pd
S'
I 'D
t pd
K
,
ID
,
K
VGS
,
K
总栅电容C '
功耗P '
dV 'GS
不变。
d ln I ' Dsub
T 'OX
T
OX ,
K
P
,
2
K
V ' DS
x' j
xj
K
,
VDS
K
C
,
K
功耗延迟乘积t ' pd P '
t pd P
K
3
,
恒场按比例缩小法则的限制因素：
（1）电压的限制
Vbi , FB , VF 等都不能按比例缩小。如：
FP
kT
N A
kT
KN A
ln
ln
FP
q
ni
q
ni
（2）耗尽层厚度 xd 不能按比例缩小。
2 s ( 2 FB )
x d
qKN
A
（3）寄生电阻的限制。
R
L
A
L
1
2
xd
K
K
KR
2
A K
N
§4-8结型场效应晶体管（JFET)
沟
道
1、 JFET的基本工作原理
1）JFET的基本结构
耗
尽
型
栅极
G
增
强
型
P
沟
道
S
源极
D
G
结构示意图
P+
漏极
耗
尽
型
增
强
型
基本结构图
2）JFET的基本工作原理
平衡态沟道电阻：
R
IDS
G
IDsat
P+
S
n
L
2a
P+
G
L
L
A q n N D 2(a x0 ) Z
B
D
I'Dsat
A
V'Dsat VDsat
VGS=0
C
VGS<0
VDS
3、 伏－安特性
VGS
h1
S
P+
y
x
In(y) n
G
x0
aa
h2
D
L
VDS a
ID
J n ( y ) n ( y ) E y I n ( y ) A( y )q n N D
G
h1
S
P
+
x
dV ( y )
dy
A( y) 2[a h( y)] Z
x0
y
n
In(y)
h2
a
D
h1 h(0) 2 0 (Vbi VGS ) qND
1
ID
2
1
其中，G0
2 0 [Vbi VGS V ( y)] 2
h( y )
qND
qND
dV
hdh
s
I D dy 2qn N D Z a h y dV
h
h2 h( L) 2 0 (Vbi VGS VDS ) qND
2
I D G0 VDS
3a
1
2
1 2
qN
I D 2q n N D Z a h D hdh
L h1
s
3
3
2 0
2 V V
2
V
V
V
DS
bi
GS
bi
GS
qN D
2aZq n N D
L
2
I D G0 VDS
3a
3
3
2 0
2 V V 2
V
V
V
DS
bi
G
bi
G
qN D
2aZq n N D
其中，G0
L
VD=VDsat
时，h2=a
I Dsat
Vbi VG
I DSS 1 3
V
p0
I DSS
Z n q 2 N D2 a 3
3 sL
VP 0
qND a 2
2 s
Vbi VG
2
V
p0
3
2
VGS=Vbi时
VDS=0,h1=h2=a时
栅结上的电压
Vp0=Vbi-Vp(VGS)
4 、输出特性曲线与转移特性曲线
5、MESFET
耗尽型
P沟道
D
G
N沟道
D
G
S
D
增强型
S
D
G
G
S
S
箭头代表栅
pn结方向
短粗线代表
沟道
2 、JFET的直流参数、低频小信号交流参数
1） JFET的直流参数
夹断电压
本
征
夹
断
电
压
JFET沟道厚度因栅p+-n结耗尽层厚度扩展而变薄，
当栅结上的外加反向偏压VGS 使p+-n结耗尽层厚度
等于沟道厚度一半(h=a)时，整个沟道被夹断，此
时的VGS称为JFET的夹断电压，记为 Vp。
Vp0=Vbi-Vp 表示整个沟道由栅源电压夹断
时，栅p-n结上的电压降，为区别起见，
称为本征夹断电压。
Vp0
qND a 2
Vbi V p
2 s
qND a 2
V p Vbi
2 s
最大饱和漏极电流IDSS
I DSS
Zn q 2 N D2 a 3
3 sL
2aZq n N D
G0
L
qND a 2
VP 0
2 s
最小沟道电阻Rmin
Rmin
L
2qn N D a h0 Z
L
1
2qn N D aZ G0
VGS=Vbi时的漏极电流，又称
最大漏源饱和电流。
I DSS
1 qND a 2 2aZqn N D
3 2 s
L
1
I DSS V p 0G0
3
I DSS
2 a Z
Vp 0
3 L
1
q n N D
Rmin 表示VGS ＝0、且VDS 足够小，即器件
工作在线性区时,漏源之间的沟道电阻，也
称为导通电阻。对于耗尽型器件，此时沟道
电阻最小，因而称其为最小沟道电阻。
栅极截止电流IGSS和栅源输入电阻RGS
栅极截止电流是pn结(或肖特基结)的反向漏电流电流
IGSS I S (eqVG kT 1)
输入电阻：
结型场效应晶体管有较高的输入电阻，且该电阻与温度、反向
偏压及辐照等因素有关。
I G
1
Rin RGS
gin
V
G
1
kT
q IG I S
栅源击穿电压BVGS
漏源击穿电压BVDS
BVDS
VGS 0
BVGS
VDS 0
BVDS
VGS 0
BVGS
VDS 0
BVB
VGS
表示栅源之间所能承受的栅p-n结最大反向
电压。VDS=0时，此电压决定于n型沟道区
杂质浓度。当VDS>0时，漏端n区电位的升
高使该处p-n结实际承受的反向电压增大，
所以实测的BVGS值还与VDS有关。
表示在沟道夹断条件下，漏源间所能承
受的最大电压。
在JFET中，无论是VGS ，还是VDS ，对于栅
结都是反向偏压，二者叠加的结果是漏
端侧栅结上所加的反向偏压最大。
2） JFET的交流小信号参数
跨导gm
ID
跨导定义为漏源电压VDS一定时，漏极电流
的微分增量与栅极电压的微分增量之比.
2
G0 VDS
3a
2 0
VDS Vbi VGS
qND
2aWq n N D
其中，G0
L
3
2
VD VGS
3
2
1
gm
I DS
VGS
VDS C
非饱和区跨导：
1
1
1
g m G0 ( ) 2 [(VDS Vbi VGS ) 2 (Vbi VGS ) 2 ]
Vp 0
饱和区跨导：
DS VDsat V p 0 Vbi VGS
VV
Dsat V p 0 Vbi VGS 代入，得饱和区跨导
1
VGS 2
Vbi VGS V
2 bi
G0 [1
(
)
]
g
G
[1
(
) ]
ms
V0p 0
V
IDS
VGS=0
1
g ms
p0
VGS<0
VDS
饱和区跨导随栅压幅度减小而增大，当V
=Vbi
时达到最大值
GSV
以VDS VDsat
Vbi VGS 代入，
p0
G0。
1
g ms G0 [1 (
跨导的单位是西门子S(1S＝1A/V)。
Vbi VGS 2
) ]
Vp0
器件的跨导与沟道的宽长比Z/L成正比，所以在设计器件时通常
都是依靠调节沟道的宽长比来达到所需要的跨导值。
由于存在着沟道长度调制效应，要得到好的饱和特性，L就不能
无限制地减小，一般控制L为5至10m左右。
为了增大器件的跨导，往往采用多个单元器件并联的办法来扩
大沟道宽度。
对于同一个器件而言，跨导随栅电压VGS和漏电压VDS而变化，
当VGS=0，VDS=VDsat时，跨导达最大值。
源电极
P+
P-Si
N-外延层
N型岛
栅电极
漏电极
P+扩散
氧化层
大跨导JFET图形结构(多沟道并联）
P+
P-Si
P+栅区扩散
N+源漏扩散
漏极电导gD
表示漏极电流随漏源电压的变化关系。
定义为：
I D
gd
1
VDS
1
VGS C
1
Z
g d 2 n (2 s qND ) 2 [V p20 (VDS Vbi VGS ) 2 ]
L
在漏极电压VDS 很小即VDS 0时，得到线性区的漏极电导
2 s (Vbi VGS
g dl G0 1
2
qN
a
D
1
V
V
GS 2
G0 [1 ( bi
) ] g ms
V
p0