Transcript Симметрирующий малошумящий усилитель

CАНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ПОЛИТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ
Интегральный широкополосный СВЧ
КМОП-усилитель с двойной обратной
связью
к.т.н. Балашов Е.В. [email protected]
д.т.н, проф., Коротков А.С.
каф. «Интегральная электроника» СПбГПУ
План
•
•
•
•
•
Введение;
Принципиальная схема усилителя;
Параметрическая оптимизация;
Результаты моделирования и измерений.
Итоги
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф.«Интегральн. электроника», СПбПУ
2
Введение - 1
• Сверхширокополосные системы
радиосвязи (Ultra-Wide Band – UWB).
• Широкополосный сигнал -- сигнал с
полосой частот более 20% от
несущей.
• Преимущества:
– увеличить число абонентов в
диапазоне частот,
– повысить помехоустойчивость.
• частота единичного усиления по току
fT более 100 ГГц.
• концепция «система на кристалле
(system-on-a-chip)».
• КМОП-технология конкурентоспособна
с технологиями на основе GaAs и SiGe
для проектирования радиочастотного
тракта системы в диапазоне 1–20 ГГц.
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
3
Введение - 2
• Особенность
проектирования
широкополосного МШУ –
необходимо обеспечить в
широкой полосе частот
(BW):
– низкий коэффициент шума
(NF);
– высокий коэффициент
усиления (KU);
– низкий коэффициент
отражения по входу (Γin) :
09.04.2015
U out
RFin
МШУ
Z in
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
4
Согласование по входу
(а)
•
•
(б)
(a) – передаточная проводимость
тр-ра ограничена условиями
согласования;
(б) – вариация коэффициента
усиления приводит к изменению
входного импеданса по частоте;
09.04.2015
(в)
•
•
(г)
(a) – вариация коэффициента
усиления приводит к изменению
входного импеданса по частоте;
(b) – LC-цепь приводит к
ухудшению коэффициента шума
и протеворечит требованиям
минитюаризации;
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
5
Двойная ОС
VDD
VDD
VDD
Zl
Rf
Rf
Zl
Zl
Lg
RFin
RFin
M1
M1
RFin
M1
Z in
Z in
S11 , dB
S11 , dB
 10
S11 , dB
 10
f
Ls
Ls
Z in
 10
f
f
• Использование
– резистивной отрицательной параллельной обратной связи по
напряжению (для согласования усилителя в нижнем диапазоне частот)
– и индуктивной отрицательной последовательной обратной связи по току
(для согласования усилителя в верхнем диапазоне частот)
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
6
Принципиальная схема –
двойная ОС
VDD
VDD
VDD VDD
VDD
Двойная обратная связь для
расширения полосы частот
согласования по входу
Lls
Rl 2
Rl1
Llp
Cls
Сb 3
Rls
Rf
U out 
U out 
M5
Сb 2
M4
Сb1
Lg 2
M2
Rb1
Rb 2
Lg
RFin
M1
Ls 1
09.04.2015
M3
Ls 2
M6
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
7
Принципиальная схема –
обеспечение рабочей полосы
I in
VDD
VDD
VDD VDD
VDD
Lg
I out
U gs
Ls
C gs
Lls
Rl 2
Rl1
Llp
Cls
Rf
Сb 3
Rb1
I out
U in
Gm p 
Gm p
Lg 2
M2
GmTA 
M5
Сb 2
M4
Сb1
U out 
U out 
Rls
Ls
U in
Rb 2
1
Ls g m
gm
Lg
RFin
M1
M3

Ls 1
09.04.2015
Ls 2
M6
 peak
 gm
Уменьшение номинала индуктивности
ОС и увеличение передаточной
проводимости транзистора для
расширения рабочей полосы частот
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
8
Принципиальная схема –
обеспечение рабочей полосы
VDD
VDD
VDD VDD
VDD
Использование
корректирующей цепи в
нагрузке
Lls
Rl 2
Rl1
Llp
Cls
Сb 3
Rls
Rf
U out 
U out 
M5
Сb 2
M4
Сb1
Zl  
Lg 2
M2
Rb1
Rb 2
Rl
Rl
Cl
Lg
RFin
M1
б 
Cs
Lp
Cl
a 
Cl
M3
Ll
Ls 1
Ls 2
M6
a 
Z l s  
09.04.2015

б 
s
2

Ll C s  sC s Rl  1 sL p
s Ll Cl C s L p  s Rl Cl C s L p  s Ll C s  Cl L p  C s L p   sRl C s  1
4
3
2
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
9
Принципиальная схема –
симметрирующий каскад
VDD
VDD
VDD VDD
VDD
Lls
Rl 2
Rl1
Llp
Cls
Сb 3
Rls
Rf
U out 
U out 
Инверсный коэффициент
усиления близок к единице,
тогда подавая на затвор
транзистора M5 инверсный
входной сигнал, получаем
балансный сигнал на стоках
транзистора M4 и М5
M5
Сb 2
M4
Сb1
Lg 2
M2
Rb1
Rb 2
Lg
RFin
M1
Ls 1
09.04.2015
M3
Ls 2
M6
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
10
3.1 Модели, методы, программы и алгоритмы, позволяющие
увеличить объем знаний для более глубокого понимания
изучаемого предмета исследования новых явлений,
механизмов или закономерностей
•
Численная оптимизация номиналов элементов усилителя по критерию
максимума коэффициента усиления в частотном диапазоне 3,1–10,6 ГГц
при ограничении коэффициента отражения по входу на уровне –10 дБ и
неравномерности коэффициента усиления в частотном диапазоне 3,1–
10,6 ГГц менее 3 дБ
– Целевая функция
TF V  S21 V max  PV
– Функция штрафа
PV  Pmatch V  Pflat V
– Штраф за нарушение условий согласования
Pmatch V  f ( S11 V max   10dB)
– Штраф за нарушение условий
равномерности коэффициента усиления
Pflat V  f ( S 21 V max  S21 V min  3dB)
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
11
Моделирование S11
S11 , дБ
VDD
VDD VDD
VDD
VDD
Lls
Rl 2
Rl1
Llp
Cls
U out 
Сb 3
Rls
Rf
U out 
M5
Сb 2
M4
Сb1
Lg 2
M2
Rb1
Rb 2
Lg
RFin
M1
M3
f , ГГц
Ls 1
Ls 2
M6
не превышает значения –12 дБ
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
12
Моделирование S21
Неинвертирующий выход
S 21 , дБ
|S21|, дБ
f , ГГц
максимальное значение составляет 9.8 дБ
на частоте 3.6 ГГц, а минимальное значение
составляет 7 дБ на частоте 6.5 ГГц.
09.04.2015
Инвертирующий выход
f , ГГц
максимальное значение составляет 10.5 дБ
на частоте 3.6 ГГц, а минимальное значение
составляет 7.5 дБ на частоте 10.6 ГГц
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
13
Моделирование NF
Неинвертирующий выход
NF, дБ
NF, дБ
f , ГГц
максимальное значение составляет 6,3 дБ на
частоте 3.1 ГГц, а минимальное значение
составляет 5,4 дБ на частоте 8,1 ГГц
09.04.2015
Инвертирующий выход
f , ГГц
максимальное значение составляет 6,9 дБ на
частоте 10,6 ГГц, а минимальное значение
составляет 5,4 дБ на частоте 4.1 ГГц
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
14
Структурная схема микросхемы
усилителя
= 1.8 В
-6 дБ
9 мА
9,7 дБ
4,5 мА
0 дБ
12 мА
-6 дБ
9 мА
1 – усилитель с двойной ОС, 2 – симметрирующий каскад, 3 – выходной
согласующий буфер, 4 – защита от электростатического разряда
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
15
Выходной согласующий буфер и защита от
электростатического разряда
Уменьшение входной
емкости буфера
транзистора M7, без
уменьшения
размеров
транзистора
позволяет
согласовать схему на
50 Ом.
коэффициентом передачи минус 6 дБ
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
16
Компоновка кристалла и
микрофотография кристалла
Измерения проводились на кристалле с использованием зондовой станции
Cascade EP6RF и анализатора цепей Rohde&Schwarz ZVA40.
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
17
Результаты измерений на
кристалле и моделирование
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
18
Итоги
•
•
•
•
•
•
•
•
•
Разработана методика расширения рабочей полосы частот широкополосного малошумящего
усилителя за счет использования резистивной отрицательной параллельной обратной связи
по напряжению для согласования усилителя в нижнем диапазоне частот и использования
индуктивной отрицательной последовательной обратной связи по току для согласования
усилителя в верхнем диапазоне частот.
Схема усилителя, реализованного по КМОП-технологии компании UMC с разрешением 180 нм, и
представляет два соединенных последовательно каскада.
По результатам моделирования без согласующих каскадов по выходу усилитель обладает
следующими характеристиками: коэффициент отражения меньше –10 дБ в полосе частот от
3,1 ГГц до 10,6 ГГц; максимальное значение модуля коэффициента усиления по напряжению
составляет 9,7 дБ; коэффициент шума находится в диапазоне от 5,4 дБ до 7,0 дБ.
Первый каскад усилителя потребляет ток 4,5 мА при напряжении питания 1,8 В.
Второй каскад усилителя, построенный на основе дифференциальной схемы, имеет небалансный
вход и балансный выход при коэффициенте передачи 0 дБ и потребляемом токе 12 мА.
Для обеспечения согласования по выходу при проведении экспериментальных исследований
микросхемы усилителя к обоим выходам добавлены повторители напряжения с коэффициентом
передачи минус 6 дБ.
Как видно из приведенных графиков измеренный максимальный коэффициент усиления составил
4 дБ, что на 1,5 дБ выше результатов моделирования.
Полоса частот усиления по результатам эксперимента составила от 2 ГГц до 7.5 ГГц, а полоса
согласования от 2.4 ГГц до 8.4 ГГц. Уменьшение полосы частот можно объяснить влиянием
паразитных емкостей схем защиты от электростатического разряда.
Измерения проводились на кристалле с использованием зондовой станции Cascade EP6RF и
анализатора цепей Rohde&Schwarz ZVA40.
09.04.2015
к.т.н. Е.В.Балашов ([email protected]), каф. Интегральн.электроники, СПбГПУ
19