Transcript clase 3 - unrobotica

Transístor bipolar

O termo Transístor resulta da aglutinação dos termos ingleses TRANsfer + reSISTOR (resistência de transferência).
O termo bipolar refere-se ao facto dos portadores electrões e lacunas participarem no processo do fluxo de corrente.
http://www.prof2000.pt/users/lpa
Constituição
Um transístor bipolar (com polaridade NPN ou PNP) é constituído por duas
junções PN (junção base-emissor e junção base-colector) de material
semicondutor (silício ou germânio) e por três terminais designados por
Emissor (E), Base (B) e Colector (C).
Altamente
dopado
Camada
mais fina
e menos
dopada
Menos
dopado que
o Emissor e
mais dopado
que a Base
Altamente
dopado
Camada
mais fina
e menos
dopada
Menos
dopado que
o Emissor e
mais dopado
que a Base
N – Material semicondutor com excesso de electrões livres
P – Material semicondutor com excesso de lacunas
2
Junções PN internas e símbolos
Junção PN
base - emissor
Junção PN
base - colector
Junção PN
base - emissor
Junção PN
base - colector
3
Principio de funcionamento
Para que o transístor bipolar conduza é necessário que seja aplicada na
Base uma corrente mínima (VBE ≥ 0,7 Volt), caso contrário não haverá
passagem de corrente entre o Emissor e o Colector.
IB = 0
O transístor não conduz
(está ao corte)
Se aplicarmos uma pequena corrente na base o transístor conduz e
pode amplificar a corrente que passa do emissor para o colector.
Uma pequena corrente
entre a base e o emissor…
…origina uma grande corrente
entre o emissor e o colector
4
Utilização
O transístor bipolar pode ser utilizado:
• como interruptor electrónico.
• na amplificação de sinais.
• como oscilador.
5
Polarização
Para o transístor bipolar poder ser utilizado com interruptor, como amplificador ou como
oscilador tem que estar devidamente polarizado através de uma fonte DC.
Para o transístor estar correctamente polarizado a junção PN base – emissor deve
ser polarizada directamente e a junção base – colector deve ser polarizada
inversamente.
Regra prática:
O Emissor é polarizado com a mesma polaridade que o semicondutor que o constitui.
A Base é polarizada com a mesma polaridade que o semicondutor que a constitui.
O Colector é polarizado com polaridade contrária à do semicondutor que o constitui.
Emissor Base Colector
Emissor Base Colector
P
N
P
N
P
N
+
-
-
-
+
+
6
Emissor Base Colector
Polarização
Emissor Base Colector
P
N
P
N
P
N
+
-
-
-
+
+
+
_
Rc
Rc
Rb – Resistência de polarização de base
Rb
Rc – Resistência de colector ou resistência de carga
+
Rb
_
7
Representação de tensões e
correntes
VCE – Tensão colector - emissor
VBE – Tensão base – emissor
VCB – Tensão colector - base
IC – Corrente de colector
IB – Corrente de base
IE – Corrente de emissor
VRE – Tensão na resistência de emissor
VRC – Tensão na resistência de colector
8
Relação das correntes
+
Rc
Rb
IB
IC
Considerando o sentido convencional da corrente e
aplicando a lei dos nós obtemos a seguinte relação
das correntes num transístor bipolar
IE = IC + IB
IE
9
Características
técnicas
Utilizando o código alfanumérico do transístor podem-se obter as suas
características técnicas por consulta de um data book ou de um data sheet do
fabricante.
IC
É a máxima corrente de colector que o transístor pode suportar. Se
este parâmetro for excedido o componente poderá queimar.
VCEO
Tensão máxima colector – emissor com a base aberta.
VCBO
Tensão máxima colector – base com o emissor aberto.
VEBO
Tensão máxima emissor – base com o colector aberto.
hFE ou  Ganho ou factor de amplificação do transístor.
hFE = IC : IB
Pd
Potência máxima de dissipação.
fT
Frequência de transição (frequência para a qual o ganho do transístor
é 1 ou seja, o transístor não amplifica mais a corrente).
10
Substituição de transístores por
equivalentes
• Num circuito não se pode substituir um transístor de silício
por um de germânio ou vice – versa.
• Também não se pode trocar directamente um transístor NPN
por um PNP ou vice – versa.
• A letra (A, B, C…) que pode aparecer no fim do código
alfanumérico indica sempre aperfeiçoamentos ou melhorias
em pelo menos um dos parâmetros, limites ou características
do transístor.
Exemplo: O BC548A substitui o BC548.
O BC548A não substitui o BC548B
11
Dissipadores de calor
O uso de
dissipadores ou
radiadores
externos de calor
são quase que
obrigatórios nos
transístores que
trabalham com
potências
elevadas de modo
a evitar o
sobreaquecimento
do componente e
a sua possível
destruição.
Lucínio Preza de Araújo
12
CONCEPTOS BASICOS DE ELECTRONICA DE POTENCIA
Electronica de potencia tiene que ver con el estudio y diseño de equipos que aplican
energia a un proceso productivo
La diferenciamos de la electronica tradicional ya que esta se concentra en procesar señales
Amplificarlas,filtrarlas transmitirlas y generarlas
Señal es algo que expresa el comportamiento y descripcion de un circuito
Usted lo puese asimilar a una onda que se ve en un osciloscopio
LA ELECTRONICA DE POTENCIA RESUELVE RETOS INDUSTRIALES Y DE PRODUCCION
SOBRETODO MODERNIZANDO PROCESOS ANTIGUOS
VAMOS A ILUSTRAR ESE ESCENARIO
CONVERSORES DE ENERGIA
FUENTES DE PODER
SUCHEADAS
RESONANTES
CALENTAMIENTO POR INDUCCION
CONTROL DE MOTORES Y SERVOACTUADORES
SISTEMAS DE ILUMINACION
CONTROL DE MOTORES
CONTROL DE HERRAMIENTAS
PROCESOS DE ALIMENTOS
MATERIAS PRIMAS
RECICLAJE
APLICACIONES DEL AGRO
APLICACIONES BIOMEDICAS
COMUNICACIONES
FUENTES DE SUICHEO
VER LOS VIDEOS
FERRITAS BOBINAS NUCLEOS Y BOBINADORAS
NORMALES Y DE TOROIDES (VER VIDEOS)
LOS IGBTs
VER VIDEOS DE SU FUNCIONAMIENTO Y DE LOS FETS
BOBINAS
CAPACITORES POLYESTER
DIODOS DE POTENCIA y BAJA SEÑAL
VARISTORES
GAS ARRESTER
TVS (VER VIDEO)
TERMINALES
BORNERAS
CABLES CONDUCTORES
TERMOFUNDIBLE ( VER VIDEO)
EL DIODO DE POTENCIA
Ideas generales sobre diodos de unión PN
• Ecuación característica del diodo:
donde:
VT = k·T/q
V
VT
i = IS·(e -1)
IS = A·q·ni2·(Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln))
• Operación con polarización directa con VO > V >> VT, siendo VO la tensión interna de
equilibrio de la unión:
i  IS·e
V
VT
(dependencia exponencial)
• Operación con polarización directa con V > VO >> VT:
i  (V-Vg)/rd
donde Vg es la tensión de codo del diodo y rd su resistencia
dinámica
• Polarización inversa con V << -VT
i  -IS
(corriente inversa de saturación que es muy pequeña y casi
independiente de la tensión)
Ideas generales sobre diodos de unión PN
• Curva característica
(recta)
1
i
+
V
pendiente = 1/rd
i [mA]
(exponencial)
P
N
DIODOS DE POTENCIA
-1
0
Vg
i [A]
-1
-0,8
(constante)
0
V [V]
1
V [V]
Ideas generales sobre diodos de unión PN
• Avalancha primaria
--
DIODOS DE POTENCIA
i
+
+
-
+ +
+
+
P
+
N
+
+ V -
La corriente aumenta fuertemente si
se producen pares electrón-hueco
adicionales por choque con la red
cristalina de electrones y huecos
suficientemente acelerados por el
campo eléctrico de la zona de
transición
i [A]
V [Volt.]
-40
0
-2
Concepto de diodo ideal
En polarización directa, la caída
de tensión es nula, sea cual sea
el valor de la corriente directa
conducida
DIODOS DE POTENCIA
Ánodo
i
+
V
Cátodo
i
curva característica
-
V
En polarización inversa, la corriente
conducida es nula, sea cual sea el valor
de la tensión inversa aplicada
El diodo semiconductor encapsulado
Ánodo
DIODOS DE POTENCIA
Ánodo
Terminal
Encapsulado
(cristal o resina
sintética)
Contacto metalsemiconductor
P
N
Cátodo
Oblea de
semiconductor
Contacto metalsemiconductor
Marca
señalando el
cátodo
Cátodo
Terminal
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Axiales
DO 35
DO 41
DO 15
DO 201
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Para usar radiadores
Encapsulados de diodos
• Para grandes potencias
DIODOS DE POTENCIA
DO 5
B 44
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos
2 diodos en cátodo común
2 diodos en serie
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar)
Nombre del dispositivo
Encapsulados de diodos
• Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados
para el mismo dispositivo
DIODOS DE POTENCIA
Nombre del
dispositivo
Encapsulados
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
Dual in line
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
+   -
Encapsulados de diodos
DIODOS DE POTENCIA
• Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor
Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos
• Dan origen a módulos de potencia
- Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia
- Minimizan las inductancias parásitas del conexionado
- Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc
DIODOS DE POTENCIA
- Se pueden pedir a medida
Electrónica militar
Control de Motores
Circuito equivalente estático
Curva característica
real
i
DIODOS DE POTENCIA
Curva
característica ideal
Curva característica asintótica.
Pendiente = 1/rd
V
0
Vg
ideal
• Circuito equivalente asintótico
rd
Modelo asintótico
Vg
Características fundamentales de cualquier diodo
1ª -Máxima tensión inversa soportada
2ª -Máxima corriente directa conducida
3ª -Caída de tensión en conducción
4ª -Corriente de inversa en bloqueo
5ª -Velocidad de conmutación
DIODOS DE POTENCIA
1ª Máxima tensión inversa soportada
• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada
Baja tensión
Ejemplo de
clasificación
Media tensión
Alta tensión
15 V
100 V
500 V
30 V
150 V
600 V
45 V
200 V
800 V
55 V
400 V
1000 V
60 V
80 V
1200 V
1ª Máxima tensión inversa soportada
• El fabricante suministra (a veces) dos valores:
- Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM
DIODOS DE POTENCIA
- Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM
La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser
determinante del deterioro irreversible del componente
2ª Máxima corriente directa conducida
• El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores:
- Corriente eficaz máxima IF(RMS)
- Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM
DIODOS DE POTENCIA
- Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM
Depende de la cápsula
3ª Caída de tensión en conducción
• La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la
corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente
ideal
rd
DIODOS DE POTENCIA
Vg
i
ID
5A
V
VD
3ª Caída de tensión en conducción
DIODOS DE POTENCIA
• La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión
soportable por el diodo
3ª Caída de tensión en conducción
• Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente
DIODOS DE POTENCIA
IF(AV) = 4A,
VRRM = 200V
1,25V @ 25A
IF(AV) = 5A,
VRRM = 1200V
• En escala lineal no son muy útiles
• Frecuentemente se representan en
escala logarítmica
2,2V @ 25A
3ª Caída de tensión en conducción
• Curva característica en escala logarítmica
IF(AV) = 22A,
VRRM = 600V
DIODOS DE POTENCIA
IF(AV) = 25A,
VRRM = 200V
0,84V @ 20A
1,6V @ 20A
3ª Caída de tensión en conducción
DIODOS DE POTENCIA
• Los Schottky tienen mejor
comportamiento en conducción
para VRRM < 200 (en silicio)
0,5V @ 10A
3ª Caída de tensión en conducción
DIODOS DE POTENCIA
• Schottky de VRRM relativamente alta
0,69V @ 10A
La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al
aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN
3ª Caída de tensión en conducción
Schottky
DIODOS DE POTENCIA
Schottky
Similares valores
de VRRM y similares
caídas de tensión
en conducción
PN
4ª Corriente de inversa en bloqueo
DIODOS DE POTENCIA
• Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco)
y de la temperatura (mucho)
Crece con IF(AV)
• Algunos ejemplos de diodos PN
Crece con Tj
IF(AV) = 8A, VRRM = 200V
IF(AV) = 4A, VRRM = 200V
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
4ª Corriente de inversa en bloqueo
• Dos ejemplos de diodos Schottky
• Crece con IF(AV)
• Crece con Tj
• Decrece con VRRM
IF(AV) = 10A, VRRM = 40V
DIODOS DE POTENCIA
IF(AV) = 10A, VRRM = 170V
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento ideal de un diodo en conmutación
R
a
DIODOS DE POTENCIA
V1
b
V2
i
V1/R
V
-V2
i
+
V
-
t
t
Transición de “a” a “b”, es
decir, de conducción a
bloqueo (apagado)
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
R
a
DIODOS DE POTENCIA
V1
b
V2
i
+
i
V1/R
trr
V
-
ts = tiempo de almacenamiento
(storage time )
ts
-V2/R
V
tf = tiempo de caída (fall time )
trr = tiempo de recuperación
inversa (reverse recovery time )
-V2
t
tf (i= -0,1·V2/R)
t
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)
R
a
DIODOS DE POTENCIA
V1
b
V2
i
i
+
0,9·V1/R
V
0,1·V1/R
-
td
tr
tfr
td = tiempo de retraso (delay time )
tr = tiempo de subida (rise time )
tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )
El tiempo de recuperación directa genera menos
problemas reales que el de recuperación inversa
5ª Velocidad de conmutación
• Información suministrada
por los fabricantes
DIODOS DE POTENCIA
• Corresponde a
conmutaciones con cargas
con comportamiento inductivo
IF(AV) = 8A, VRRM = 200V
5ª Velocidad de conmutación
DIODOS DE POTENCIA
STTA506D
• Más información suministrada por
los fabricantes
5ª Velocidad de conmutación
• La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a
clasificar los diodos
DIODOS DE POTENCIA
VRRM
IF
trr
> 1 s
•
Standard
100 V - 600 V
1 A – 50 A
•
Fast
100 V - 1000 V
1 A – 50 A
100 ns – 500 ns
•
Ultra Fast
200 V - 800 V
1 A – 50 A
20 ns – 100 ns
•
Schottky
15 V - 150 V
1 A – 150 A
< 2 ns
Las características de todos los semiconductores (por supuesto,
también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf)
www.irf.com
Direcciones web
www.onsemi.com
www.st.com
www.infineon.com
Pérdidas en diodos
• Son de dos tipos:
- Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables)
- Dinámicas
Pérdidas estáticas en un diodo
iD
DIODOS DE POTENCIA
iD
Forma de onda frecuente
ideal
rd
Vg
Potencia instantánea perdida en conducción:
pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (Vg + rd · iD(t)) · iD(t)
Potencia media en un periodo:
T
PDcond 

1
pDcond (t)·dt
T
0

PDcond = Vg·IM + rd · Ief2
IM : Valor medio de iD(t)
Ief : Valor eficaz de iD(t)
Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo
• Las conmutaciones no son perfectas
• Hay instantes en los que conviven tensión y corriente
• La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción
10 A
iD
trr
DIODOS DE POTENCIA
t
3A
0,8 V
Potencia instantánea perdida
en la salida de conducción:
VD
t
pDsc (t) = vD (t)·iD (t) =
Potencia media en un periodo:
tr r
-200 V

1
PD 
pDsc (t)·dt
T
0
Información de los fabricantes sobre pérdidas
DIODOS DE POTENCIA
• Estáticas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
Información de los fabricantes sobre pérdidas
DIODOS DE POTENCIA
• Dinámicas
(de las hojas de características
(Datasheet) del diodo STTA506)
Información de los fabricantes sobre pérdidas
DIODOS DE POTENCIA
• Dinámicas
(de las hojas de características
(Datasheet) del diodo STTA506)
Características Térmicas
• Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado
• El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de 175-150ºC
• Magnitudes térmicas:
- Resistencias térmicas, RTH en ºC/W
- Increm. de temperaturas, ΔT en ºC
- Potencia perdida, P en W
• Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH
DIODOS DE POTENCIA
Si
P
(W)
RTHca
RTHjc
a
j
Ambiente
• Magnitudes eléctricas:
- Resistencias eléctricas, R en Ω
- Difer. de tensiones, V en voltios
Unión
(oblea)
- Corriente, I en A
c
Encapsulado
Equivalente
eléctrico
RTH  R
ΔT  V
PI
Características Térmicas
Equivalente
eléctrico
TJ
Si
DIODOS DE POTENCIA
P
(W)
RTHca
RTHjc
a
j
Unión
j
RTHjc TC
RTH  R
ΔT  V
PI
RTHca
a
Ta
c
P
Ambiente
0º K
c
Encapsulado
Por tanto:
ΔT = P·ΣRTH Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca)
Y también:
Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca
Características Térmicas
• La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W)
• La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( 30-100 ºC/W)
DIODOS DE POTENCIA
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
Cápsula
RTHca [ºC/W]
TO 3
TO 5
TO 66
TO 220
TOP 3
30
105
45
60
40
• Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la
resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente.
• Para ello se coloca un radiador en la cápsula.
Características Térmicas
RTHrad
RTHjc
j
TJ
a
c
TC
RTHca Ta
P
RTHrad
Si
DIODOS DE POTENCIA
P
(W)
RTHjc
RTHca
a
0º K
Ambiente
j
Unión
c
Encapsulado
Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc +
(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores.
El transistor MOSFET de potencia.
17 El transistor de efecto de campo de potencia.
17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.
17.2 Características estáticas.
17.3 Características dinámicas.
17.3.1 Conmutación con carga resistiva.
17.3.2 Conmutación con carga inductiva.
17.4 Cálculo de pérdidas.
17.5 Circuitos de gobierno de puerta.
17.5.1 Circuitos sin aislamiento.
17.5.2 Circuitos con aislamiento.
17.5.3 Circuito de bomba de carga (bootstrap).
17.6 Encapsulado y datos de catálogo de fabricantes.
17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.
• Uso como interruptores controlados por
tensión.
D
D
• Impedancia de entrada elevada: Capacidad.
• Los MOSFET de canal p tienen propiedades
inferiores.
G
G
S
Canal P
S
Canal N
ID
D
VDS
G
VGS
Surtidor
Óxido
Puerta
S
• Un MOSFET de potencia se
compone de muchas células de
enriquecimiento conectadas en
paralelo.
• La conducción se hace con
portadores mayoritarios.
n
p
n
n
p
nn
Drenador
n
17.2 Características estáticas.
• Cuando VGS es menor que el valor umbral,
VGS,TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un
valor típico de VGS,TH es 3V.
•
VGS suele tener un límite de ±20V.
ID
D
• Conociendo RON las pérdidas se
pueden calcular con el valor eficaz
de la corriente al cuadrado.
VDS
G
• Cuando VGS es mayor de 7V el
dispositivo está cerrado. Suele
PMAX
ID
proporcionarse entre 12 y 15 V para
minimizar la caída de tensión VDS.
ID,MAX
• Cuando conduce se comporta,
C
estáticamente,
como
una
e
resistencia: RON.
r
r
• En un MOSFET de potencia suele
a
d
ser más limitante RON que el máximo
o
de corriente.
P  RON  I D2
VGS
S
VGS=15V
VGS=12V
VGS=7V
A
v
a
l
a
n
c
h
a
SOAR
VGSVGS,TH
Corte
VDS,MAX VDS
17.2 Características estáticas.
Interruptor abierto: VDS>0
• Ambas uniones, pn y pn-, están inversamente polarizadas.
• La tensión drenador-surtidor cae en la unión p-n-.
• La región n- está ligeramente dopada para alcanzar el valor requerido
de tensión soportada (rated voltage).
• Tensiones de ruptura grandes requieren zonas n poco dopadas de
gran extensión
S
n
VDS
p
G
n
n
p
n
nnn
D
Zona de deplexión
17.2 Características estáticas.
Interruptor cerrado: IDS>0
• Con suficiente VGS se forma un canal
bajo la puerta que permite la
conducción.
• RON es la suma de resistencias:
contactos de surtidor y drenador, región
n-, canal ...
• Cuando la tensión de ruptura
aumenta, la región n- domina en el valor
de RON .
VGS
S
G
n
n
p
nn
D
p
canal
ID
• En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que
RON se incrementa rápidamente si la tensión de ruptura se quiere
hacer de varios centenares de voltios.
• Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o
iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT (o BJT).
• El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante
superiores a su valor medio máximo (rated current).
17.2 Características estáticas.
Diodo parásito de la unión pn• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.
• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET.
• La mayoría son diodos lentos. Esto provoca grandes picos de corriente de
recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo.
• Se producen diodos de rápida recuperación. El dispositivo se dimensiona
para soportar la corriente de pico en la conmutación.
S
p
El diodo se puede
anular o substituir
por otro externo
G
n
n
nn
D
p
VDS
17.3 Características dinámicas.
• Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente
a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia
interna de la fuente de puerta.
Pequeño,
Intermedio,
Parámetros parásitos.
no lineal
no lineal
CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada
Se mide con la salida en cortocircuito.
CRSS: CGD Capacidad Miller o de
transferencia inversa.
COSS: CDS + CGD Capacidad de salida se
mide con la entrada cortocircuitada
LD:
Inductancia de drenador
LS:
Inductancia de fuente.
Grande,
constante
Las capacidades son moduladas. Ejemplo:
C0
V0
C0*
CDS (VDS ) 
 C0

VDS
VDS
VDS
1
V0
(CO y V0 son constantes que
dependen del dispositivo).
17.3.1 Conmutación con carga resistiva pura.
1.- Entrada en conducción.
2.- Salida de conducción.
Efecto Miller
Efecto Miller
VGG
VGG
VGS
10%
VGS
10%
VDS
ID
90%
VDS
ID
90%
VDD
10%
tD(on)
tR
tON
IDMAX
t
IDMAX
tD(off)
10%
tF
tOFF
VDD
t
17.3.2 Conmutación con carga inductiva.
Entrada en conducción
VDS
ID
VDD
tON
t2
t1
IRR
DIODO
IMAX
t
1.- La corriente de la bobina es conducida por el diodo y el MOSFET
alternativamente.
2.- Cuando conduce, por poco que sea, la tensión de un diodo es nula.
3.- Cuando el diodo deja de conducir se produce un pico de recuperación
inversa que debe asumir el MOSFET.
4.- El MOSFET tiene más pérdidas, sobretodo en la entrada a conducción.
5.- El efecto Miller tiene lugar durante t2, que es cuando se carga la
capacidad CGD.
17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).
Conmutación simplificada
tF
IDMAX
ID
IMAX
PMAX
I DMAX
SOAR
iD
VDS
V MAX
VDD
VDD
t
VD
La energía disipada en entrada de
conducción se calcula de forma similar.
Durante tF:
t
VDS (t )  VDD 
tF
i D (t )  IDMAX
tOFF
EOFF   iD (t )  VDS (t )  dt
0
tF  t

tF
EOFF
IDMAX  VDD  t F

6
17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).
Ejemplo. Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RON=0,55 W
para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura.
Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de:
a) f =10kHz
100ns (1-d)T
100ns
dT 100ns
b) f =150kHz
5A
VDS
iD
150V
T
 100 ns 
EOFF  E 0N
t
P1  RON  I D2  0,55  5  d   0,825W
IDMAX  VDD  tC 5  150  100  10 9


 12,5J
6
6
PS  EON  f  EOFF  f  2EON  f
f
PS
PTOT
10kHz
150kHz
0,25W
37,5W
1,08W
38,3W
17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).
Entrada en conducción
VDS
tON
t1
ID
VDD
t2
Durante t1:
VDS (t )  VDD
iD (t )  I MAX
IRR
IMAX
t
 I RR  
t1
t
EON  
tOFF
0
EON
i D (t )  VDS (t )  dt
IMAX VDD  tON

2
t1 

IRR VDD   tON  
2


3
Durante t2:
t2  t
VDS (t )  VDD 
t2
iD (t )  I MAX
t2  t
 I RR 
t2
17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).
ID
I DMAX
IMAX
PMAX
Salida de conducción
Recuperación inversa
Sobretensión
tOFF
t1 t2
VDS iD
V MAX
SOAR
VD
VDD
IMAX
VDD
En t1:
t
VDS (t )  VDD 
t1
En t2:
iD (t )  I MAX
t
tOFF
EOFF   iD (t )  VDS (t )  dt
0
t2  t

t2
EOFF
IMAX VDD  tOFF

2
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
Sin aislamiento.
IC
ID
1.- Circuito para disminuir el
efecto Miller.
2.- Los transistores de puerta
son de señal y por tanto
más rápidos.
3.- La resistencia de puerta, r,
es muy pequeña (<10Ω) y
se coloca para proteger la
puerta de posibles picos
de tensión.
4.- Las capacidades se cargan linealmente, con corriente
constante.
5.- La etapa de transistores actúa como un inversor con
capacidad de dar cierta corriente.
6.- La potencia que maneja el circuito de gobierno es muy
pequeña.
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
Necesidad de aislamiento. Etapa típica de fuente de alimentación
1.- Siempre hay un solo interruptor cerrado
generándose una onda cuadrada sobre R.
2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G
y en S debe haber 0V.
3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en
su surtidor hay 500V.
4.- En ese momento, para mantener el
MOSFET cerrado, en puerta debe haber
515V.
5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de
tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG.
6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG.
7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bomba de
carga se han impuesto a los transformadores de impulsos.
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
BOOTSTRAP
1.- Cuando se cierra el interruptor
inferior el condensador se carga a
15V en un solo ciclo.
2.- Cuando en S hay 500V el diodo
impide que CBOOT se descargue.
3.- El diodo debe ser capaz de
bloquear toda la tensión del
circuito.
4.- Con dos transistores auxiliares se
aplica la tensión de CBOOT a la
puerta del MOSFET de potencia.
5.- CBOOT debe tener una capacidad muy superior a la de puerta para
que apenas se descargue.
QG Carga de puerta.
CBOOT 
VCC
QG
 1,5  12
VCC 15V
1,5V para los transistores auxiliares.
12V mínimo en puerta.
Características de diferentes MOSFET de potencia.
Referencia
VDS,MAX
ID,MAX
RON
QG
(típica)
tc (típico)
SMM70N06
60V
70A
0,018
120nC
120ns
IRF510
100V
5,6A
0,54 
5nC
47ns
IRF540N
100V
27A
0,052 
71nC
74ns
APT10M25BVR
100V
75A
0,025 
150nC
50ns
IRF740
400V
10A
0,55 
35nC
40ns
APT4012BVR
400V
37A
0,12 
195nC
67ns
APT5017BVR
500V
30A
0,17 
200nC
66ns
MTW10N100E
1000V
10A
1,3 
100nC
290ns
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
Semitop 2
TO220
Semitrans 1
TO247
Semitrans 2
TO3
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
SKM180A
IRF540
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores
El Transistor bipolar de puerta aislada
18. El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
18.1 Estructura interna y circuito equivalente
18.2 Características estáticas
18.3 Características dinámicas
18.4 Encapsuldos y datos de los fabricantes
18.1 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
IGBT de canal n
Emisor
n
• Estructura de MOSFET
más una capa p+ de
Puerta
colector.
Óxido
p
n
n
p
n
• Los NPT-IGBT no
tienen la capa n+.
n-
n+
p+
Colector
PT-IGBT (Punch-Through IGBT)
Símbolo y circuito
equivalente sencillo
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
IGBT de canal n
Características de
transferencia
Características de salida
ID
VGS4
VGS3
ID
VGS2
VGS1
VRM
VGS
BVDSS
VDS
VGS(th)
•VGS4 > VGS3 > ... > VGS1
• En estado de conducción es
cualitativamente similar a un
bipolar controlado en tensión.
• La tensión de bloqueo inversa
depende de la unión p+n+. Si la zona
n+ se quita VRM aumenta.
• Son preferibles tensiones de
puerta altas.
• La característica por puerta es
equivalente a la de un MOSFET.
(En el IGBT de canal p cambia el sentido de corrientes y tensiones).
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Bloqueo
IGBT de canal n
NPT-IGBT (Non PunchThrough IGBT)
Emisor
n
Óxido
p
Puerta • Con VGS < VGS(th), no
hay canal y el interruptor
está abierto.
n
n
p
n
• La tensión VCE cae en
la unión pn-.
n-
• La zona p está más
inténsamente dopada.
Colector
• VCE,MAX es igual que la
tensión de bloqueo.
p+
NPT-IGBT (Punch-Through IGBT)
•Apenas soporta tensión inversa, sólo unas decenas de voltios.
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Conducción
Emisor
MOSFET
-
n
p
Óxido
n
Puerta
• VCE de saturación cae en
la unión p+n-.
-
n+ + + +
p+
• Con VGS>VGSth se forma
canal.
+ + + +
Colector
VDS=VBE+Vdrift +Rcanal·ID
VBE= 0,7  1 V.
Vdrift menor que en el MOSFET por
modulación de la conductividad.
R·ID comparable con el MOSFET.
• La mayor parte de la
corriente final va por el
MOSFET.
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva.
VGS
90%
10%
tdoff
VCE
90%
Sobretensión
tf
tr
iC
Cola de
apagado
90%
tdon
Recup. inversa
10%
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva.
La fórmula de las pérdidas es similar a la de un transistor bipolar
Energía de entrada en conducción EON:
Debe manejarse la recuperación inversa del diodo.
La conmutación dura más que tOFF.
Energía de salida de conducción EOFF:
Aparece el fenómeno de cola de apagado.
La inductancia parásita provoca sobretensión.
VCE
 d iC 
  LSTRAY   

 dt 
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Características dinámicas.
Conmutación con carga inductiva.
Pérdida
s en el
diodo
Eon
Eoff
V > 500V
Más rápidos que un bipolar.
I grande
Menos pérdidas que un MOSFET.
520
50
21
19
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Pérdidas totales en un IGBT


*
*
*
PTOT  PON  POFF  PCOND  E ON
 E OFF
 E COND
f
*
EON
*
EOFF
*
VCE
I C*
 EON  ref  ref
VCE I C
*
VCE
I C*
 EOFF  ref  ref
VCE I C
*
ECOND
 I C  VCESAT  tCOND
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes
Conclusiones
Conclusiones
1.- El transistor bipolar es un dispositivo en que la conducción
se hace mediante portadores minoritarios. Esto se traduce en
baja velocidad de conmutación: apenas unos pocos kHz.
2.- Al ser lento apenas se usa actualmente en aplicaciones de
potencia. Para tensiones inferiores a 500 V ha sido substituido
por el MOSFET y para tensiones superiores por el IGBT.
3.- El MOSFET es un dispositivo en que la conducción se hace
mediante portadores mayoritarios. Macroscópicamente esto se
traduce en alta velocidad de conmutación.
4.- Por tanto puede conmutar a decenas y centenares de kHz.
5.- La resistencia de conducción directa está directamente
relacionada con la tensión de bloqueo.
Conclusiones
9.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores
características para tensiones inferiores a 500V.
10.- Existen dispositivos de 1000V, pero sólo son útiles para bajas
potencias o altas velocidades de conmutación.
11.- A la hora de seleccionar un MOSFET su parámetro más
importante es RON.
12.- El IGBT es un interruptor con características de control
parecidas al MOSFET y características de salida similares al
transistor bipolar.
13.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta
mejores características para tensiones inferiores a 500V.
14.- Típicamente, el IGBT puede soportar miles de voltios y
conducir centenares de amperios, conmutando a una frecuencia
de decenas de kHz
Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Amplificador Operacional
Zg
Ug(t)
Ue(t)
ie(t)
Amplificador de tensión Ideal
Zs
Ze
Amplificador Ideal:
is(t)
+
AVOue(t) Us(t)
Ze = ∞ Zs = 0
ZCarga
AVO = - ∞
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Amplificador Diferencial
US  UC2  UC1
+VCC
UC1  1 RC1 ib1
RC
Uc1
Uc2
Inversora
RC
UC2  2 RC2 ib2
US  2 RC2 ib2  1 RC1 ib1   RC (ib2  ib1)
Us
Ue1
Ue2
No inversora
IO
-VCC
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Características del amplificador Operacional
+ UCC
Ud
U1
U2
- UCC
US
Ud  U  U
Tensión diferencial
US  Ad Ud  Ac Uc
Tensión de salida
UC 

Símbolo
Amplificador Operacional ideal
Ac  0
Ad  
U1  U2
2
Ad
Ac
Tensión en modo común
Razón de rechazo en
modo común
U
Tensión en entrada no inversora
U
Tensión en entrada inversora
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Características del amplificador Operacional
+ UCC
ig
Ug
Ze 
Ud
Ug
ig
ZS
Impedancia de entrada “MW”
Impedancia de salida baja “75W”
Polo
AV
Ad=120 dB
Diagrama de Bode
100Hz
1MHz
Log f
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones del amplificadores operacionales
Aplicaciones Lineales:
Amplificador operacional realimentado negativamente
Ud = U+ - U- = 0. (si no está saturado)
Us = entre +Ucc y –Ucc (si no está saturado)
Aplicaciones no Lineales:
Amplificador operacional realimentado positivamente, o sin realimentar.
No linealidad de los componentes utilizados
Ud = U+ - U-.≠ 0
Us = +Ucc o´ Us = -Ucc (Saturación positiva o negativa)
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones del amplificadores operacionales
Aplicaciones Lineales:
Alimentación Simétrica
is
ie
R1
R2
+ Vcc
+ Vcc
i=0
i=0
i=0
Ue
i=0
- Vcc
Us
+ Vcc
Amplificador Inversor
Ue=F(Us)
U  U 
ie 
Ue
R1
Us  is R2
is  ie
Us  Ue
R2
R1
Ze 
Ue
ie
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
is
+ Vcc
R1
ie
R2
+ Vcc
i=0
i=0
Ue
- Vcc
Us
Ue
- Vcc
Amplificador no Inversor
U  U 
Us=F(Ue)
ie 
Ue
R1
Us  is R2  Ue
 R 
Us  Ue 1  2 
 R1 
Ze  
Seguidor de emisor
Us  Ue
Us=F(Ue)
Ze  
Us
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
is
is
Ue1
R1
+ Vcc
R1
ie2
ie1
Ue2
R3
R2
ie2
R2
i=0
+ Vcc
i=0
ie1
i=0
R1
i=0
Ue2
- Vcc
Ue1
- Vcc
Sumador Inversor
US  f (Ue )
ie  ie1  ie 2
R3
R3 

Us   Ue1
 Ue 2

R
1
R
2


R2
Us
Amplificador diferencial
Us  f (Ue )
Us  U2  U1
R2
R1
Us
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
C
is
is
ie
R1
+ Vcc
ie
i=0
Ue
i=0
Ue
- Vcc
i=0

ic ( t )dt
Ue( t )
ie( t ) 
R
Us(t )  is R
is(t )  ie(t )
ie( t )  C

t
ic(t )  ie(t )
Us
- Vcc
Diferenciador
t
Us(t )  Uc (t )
+ Vcc
i=0
Us
Integrador
1
Uc 
C
C
R
1
U(s)  
RC


Ue( t )dt
Uc ( t )  Ue( t )
Us( t )  RC
dUe ( t )
dt
dUc
dt
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
Integrador real
R
C
AV(dB)
1/RC
Punto de
funcionamiento
is
ie
Ue
R1
+ Vcc
i=0
-20dB/dec
i=0
- Vcc
Us
f
RC se diseña de forma que funcione
10f siendo f la frecuencia de corte o
polo 1/RC
10f
Zona de Funcinamiento
como integrador
logf
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
is
ie
C
R
+ Vcc
+ Vcc
i=0
ie
i=0
ie
- Vcc
- Vcc
Us
Ue
Conversor corriente – tensión
Inversor
Us( t )  is( t ) R
is(t )  ie(t )
Us( t )  ie( t ) R
Us
R
Conversor corriente – tensión
No inversor
Us( t )  Ue( t )
Us(t )  ie( t ) R
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
Conversor tensión - corriente
R2
+VCC
R1
La corriente de salida no depende de RL
IL 
R1
V1
V2
V1  V2
R1
-VCC
IL
R2
RL
R1 y R2 se eligen de forma que el amplificador
operacional no se sature en las condiciones
más desfavorables de funcionamiento. (máx.
corriente de salida)
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones Lineales:
Conversor tensión – corriente
carga flotante
iL
iL
ie
Ue
R1
RL
RL
R1
+ Vcc
i=0
+ Vcc
i=0
i=0
i=0
- Vcc
- Vcc
Ue
IL 
Ue
R1
La corriente de salida no depende de RL
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador
Us, Ue
Vsat+
+ UCC
Ue
- UCC
t
Us
Vsat-
Us
Usat+
U  U 
Us = Usat+
U  U 
Us = Usat-
Ue
Usat-
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador
Us, Ue
Vsat+
Vref
+ UCC
t
Vsat-
Us
Ue
- UCC
Usat+
Us
Vref
Usat-
Ue
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador
R
Us, Ue
UZ
Ue
- UCC
UZ
Us
Vref
Ud
t
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador problemas de ruido
Us, Ue
+ UCC
Ue
- UCC
Vsat+
Us
Ruido
t
Vsat-
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador con histéresis
+ UCC
Ue
- UCC
R2
Ue  U   U 
U  Usat 
R1
Us
Ue  U   U 
U  Usat 
US  Usat 
R1
R1  R2
Tensión de
comparación
US  Usat 
R1
R1  R2
Tensión de
comparación
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador con histéresis
Us, Ue
Vsat+
U  Usat 
Ruido
R1
R1  R2
t
U  Usat 
R1
R1  R2
Vsat-
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Comparador con histéresis
Ue
Ruido
U  Usat 
US
R1
R1  R2
Vsat+
R1
U  Usat 
R1  R2
t
U  Usat 
Us
Vsat+
R1
R1  R2
U  Usat 
R1
R1  R2
Ue
t
Vsat-
Vsat-
Formas de onda
Función de Transferencia
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
+ UCC
D
+ UCC
Ue
D
Us
+
-
Ue
- UCC
Ue
- UCC
Us
t
Us
+ UCC
D
Ue
Us
+
Ue
-
- UCC
Us
t
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
R2
R2
R1
Ue
+ UCC
- UCC
Rectificadores de Precisión
media onda negativo
R1
Us
Ue
+ UCC
- UCC
Rectificadores de Precisión
media onda positivo
Us
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
R2
R1
+ UCC
Us
Ue
Ue  0
+
-
- UCC
Ue
US  Ue
t
Us
R2
R1
+ UCC
US  0
Ue
Us
Ue  0
+
-
Ue
- UCC
Us
t
R2
R1
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de Precisión
R2
R1
Ue
Ue  0
+ UCC
US  0
Us
t
+
-
- UCC
Ue
Us
R2
US  Ue
R1
+ UCC
Ue
Ue  0
Us
+
-
Ue
- UCC
Us
t
R2
R1
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Rectificadores de
Rectificadores de Precisión
Precisión de doble onda
R
R
R
R
+ UCC
Ue
R/2
+
Ue
-
- UCC
Us1
+ UCC
Us
- UCC
Us
Us1
Ue  0
t
US1  Ue
R
 Ue
R
 R
R 
  Ue
US   Ue  US1
R
R
2


Ue  0
US1  0
US   Ue
t
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Multivibrador Astable
U S , UC
R
Usat+
UC
+UCC
UC
t
C
-UCC
U+
R2
Usat-
R1
US
f
1
 2R2 

2RCLn 1 
R1 

Tema III Circuitos Integrados Lineales
El amplificador Operacional
Aplicaciones No Lineales:
Multivibrador Monoestable
D
US
R
Tm
(tiempo de
monoestabilización)
+UCC
C
t
Uc
C1
Ue
D1
R3
-UCC
R2
Uc
R1
R1 

Tm  RCLn1 

 R2 
t
US
Ue
t
Tema III Circuitos Integrados Lineales
El circuito integrado 555
+Vcc
Descarga
Alimentación
8
+UREF
7
Reset
4
Umbral 6
Control
5
S
Etapa
de
Salida
Q
Q
R
Disparo
2
555
1
Masa
Salida
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Tema III Circuitos Integrados Lineales
El circuito integrado 555
OPTOELECTRONICA
LEDS
LEDS DE ILUMINACION
LEDS DE ANALITICA
LEDS DE INYECCION O LASER
OPTOACOPLADORES
ANALOGOS Y DE ALTA VELOCIDAD
DISPOSITIVOS OPTICOS DE SUICHEO
LOCOMOCION DE ULTIMA GENERACION
MOTOR HUB