Transcript 现代微波频率合成器技术讲座

现代微波频率合成器技术
讲座
赛英科技
Guanghu
刘光祜
Liu
第一章 相位噪声
一、基本概念
相位噪声（相噪）——噪声（加性噪声、闪烁噪声等）引起
频率源输出相位的随机起伏；
vt   V0 cos t   V0 cos2f 0t   t 
 t 
—— 相位噪声；噪声调相；零均值随机变量；
f 
d
dt
1 d
1 d
 f0 
2 dt
2 dt
—— 噪声调频；噪声边带；
频率的瞬时起伏——短期频率稳定 (短稳)。
结论：相位噪声是噪声对主谱的随机调角（调频、调相）
二、相位噪声的度量
1、相位噪声的功率谱密度 S  f m 
简单分析：单一频率产生的 噪声调相：
 t   2rms sin2f m t
rms ——有效值（应理解为统计值）
2
 fm 
rms
rad 2
 
S  f m 
Hz
单位
B——测试等效带宽
S  f m  的数学含义：  t 自相关函数的傅立叶变换，成立
B
   S  f m dfm

2
0
2、在RF定义的单边带相位噪声功率谱密度L(fm)
Ps（dBm）
L（fm）=PssB/Ps
PssB（dBm） （f0+fm）处的噪声谱密度
频谱仪噪声基底
fm
ƒ0输出频率
f0
没有相噪的理想频谱
定义
L( f m ) 
1Hz
实际的输出，相噪常用测量方法
PSSB ( f 0  f m )
PS
单位 dBc
Hz
@ fm
当 max  1rad 时，可证明
S   f m 
dB
 3dB  L f m  dB
2
3、短稳的阿仑方差（无间歇二采样方差） f ——相位噪声的时域指标

2
f
 M ,  

M－1
1
f k 1  f k
2 M  1 f 02 
k 1

2
fk 
1

tk  1
tk
f t dt
τ——取样时间，M——测量次数
采用阿仑方差的原因：频率短稳的标准方差对某些相噪因数不收敛。
阿仑方差与相位噪声谱密度的关系：
 2f c  

2f  
2
2


0
S  f m sin4f m dfm
， 2f   ——？ S  f m 
公式使用上的困难：S  f m  ——？ 2f  
4、剩余调频
Fres
——在一定带宽内，噪声调频产生的频偏的统计值
Fres   f S  f m dfm   2 f m2 L f m dfm
b
a
2
m
b
a
三、相位噪声的产生机理
1、加性噪声引起放大器的相位噪声基底
模型：
矢量图：
无噪
amp
Psi
2V nrms
相位抖动


加性噪声Pni
2V sirms
0
m
分析结果：放大器相位噪声功率谱密度（基底）为
S  
F  kT
或
Psi
S
dB
 174dBm  F dB  Psi dB
2、闪烁噪声（噪声）使放大器近端相位噪声恶化
S  f m  
S 
FkT 
f
 FkT  
1  c f  
Psi 
m
Psi
fm
1
f m 特性
F  kT
Fc—— 1 f 噪声转角频率
Fk T
——放大器相噪基底，
基底
Psi
fc
fm
Psi

fm
——1 f 噪声
3、振荡器的相位噪声
（1） Leeson模型及结论
放大器等效输入相噪
放大器输出相噪
  fm 
无噪放大器
  fm 
其中
  fm 
对调制信号等效
的低通H(jωm)
H  jf m  
1
jf m
1
f0
2QL
振荡器相噪功率谱密度：

 f0


2QL
S   f m   S   f m 1  
 f m



几个结论：（1） S  f m   S  f m 
（2）
（3）
fm 
f0
S
2QL（半带宽）时， 
QL  S  f m  



 

振荡器相噪大于放大器相噪
 fm    靠近输出频率，相噪恶化
高Q振荡器的相噪指标高
（2） 振荡器相位噪声的幂律谱结构
将表式 S  f m  代入S  f m  后
S  f m   h1 f m3  h0 f m2  h1 f m1  h2 f m0
h2 f m0
h1 f m1
——白调相噪声；
——闪烁调相噪声；
h0 f m2 ——白调频噪声；
h1 f m3 ——闪烁调频噪声；
● 高Q与低Q振荡器的差别：
fc 
f0
fc 
2Q L 时（高Q）
S 
f0
2Q L
时（低Q）
S 
h 1 f
3
m
3
h 1 f m
2
1
h1 f m
f0
2 L
fc
0
h0 f m
0
h0 f m
fm
fc
h2 f m
f0
2 L
fm
● 晶振与LC-VCO的差别
L fm 
● 加入高Q谐振器
对振荡器相位噪声的改善
dBc
Hz
h-1fm-3
300MHz VCO
-70
倍频到300MHz的XO
低QL
h0fm-2
f0/2QL>fc
h2fm0
35.5dB
相噪改善
-120
fm
fc
f0/2QH
10MHz XO
-170
fm
f0/2QL
高θH谐振器
四、相位噪声对电路系统的影响
1、相位噪声使信号解调后基带信噪比下降；
2、接收机本振相位噪声可能使信号干扰经“倒易混频”进入中频通带。
L0
干扰
L0
相噪差
噪声淹没了信号
相噪差
混频
信号
相噪好
fN
fS
fL
相噪好
fI
 fL
 fS 
fL  fN
3、多进制数字调制系统（如QAM）对相位噪声提出更高要求
例：LO相噪引起QAM状态偏移，产生误码
Q
I
16-QAM星座图
通信领域相关文献举例：
● Sensitivity of Single-carrier QAM Systems to phase Noise Arising
from the Hot-carrier effect 2006 IEEE
● Analysis of the effects of phase Noise in Filtered Multi-tone (FMT)
Modulated systems 2004 IEEE
● Effect of Carrier Frequency Offset and Phase Noise on the
Performance of WFMT Systems 2006 IEEE
● Effect of Phase Noise on RF Communication Singles 2000 IEEE
● Effect of Frequency Instability Caused by Phase Noise on the
Performance of Fast FH Communication System 2004 IEEE
● Effect of RF Oscillator Phase Noise on Performance of
Communication System 2004 IEEE
● Local Oscillator Phase Noise and Effect on correlation Millimeter
wave Receiver Performance
● Understanding the Effects of Phase Noise in Orthogonal Frequency
Division Multiplexing 2001 IEEE
4、相位噪声对OFDM系统性能的影响是当前热门学术话题
OFDM相关文献举例：
● Effects of Phase Noise at 60th Transmitter and Receiver on the
Performance of OFDM Systems 2006 IEEE
● Compensation of Phase Noise in OFDM wireless Systems 2007
IEEE
● Common Magitude error Due to Phase Noise in OFDM Systems
2007 IEEE
● Analysis of Phase Noise Effects on Time-Direction Differential
OFDM Receivers 2005 IEEE
● Performance Analysis of OFDM Systems with Phase Noise 2007
IEEE
● On the Detection of OFDM Signals in the Presence of Strong Phase
Noise
● On the Calculation of OFDM Error Performance with Phase Noise in
AWGN and Fading Channels 2006 IEEE
5、相位噪声直接影响各种体制雷达的指标
雷达体制
受相位噪声影响的参数
多普勒测速雷达
测速精度
脉冲压缩雷达
距离精度，虚假回波
动目标显示雷达
改善因子
脉冲多普勒雷达
杂散下能见度
合成孔径雷达
天线方向图
定量分析专著：《空间跟踪和通信用地面发射机系统设计》郭衍莹 国防
工业出版社 1984
举例：MTI雷达频率源相位噪声与一次对消改善因子I1的关系：
I1 
1
8
B
0
2
S  f m sin2 f m sin2 f mT dfm
B——IF带宽，
τ——发射与回波的时延，
T——重复周期
雷达领域相关文献举例：
● A New Approach for Evaluating the Phase Noise Requirements of
STALO in Doppler Radar the 37th European Microwave Conference
● Effects of Transmitter Phase Noise on Millimeter wave LFMCW
Radar Performance 2008 IEEE.
● The Effect of Phase Noise in a Stepped Frequency Continuous
wave Ground Penetrating Radar 2001 IEEE
● The Influence of Transmitter Phase Noise on FMCW Radar
Performance 2006 EuMA
● Prediction of Phase Noise in TWT based Transmitter for a Pulsed
Doppler Radar 1996 IEEE
中文相关文献举例：
● 综论现代雷达频率稳定度问题 1991微波频率源及其测量论文集 郭衍莹
● 频率源的稳定度对雷达性能的影响 1991微波频率源及其测量论文集 应启珩
● MTI雷达改善因子与频率源短稳的关系 1991微波频率源及其测量论文集 朱
学勇
● 相位噪声对脉冲多普勒雷达性能影响 《现代雷达》99.21卷2期 方立军
● 机械雷达频综器相位噪声对杂波下能见度的限制 《电讯技术》2000.40卷4
期 王宗龙
● 本振相位噪声对干涉式合成孔经辐射计性能的影响 《遥感技术与应用》
2007.22卷2期杨栅
● 相位噪声分析及对电路系统的影响 《火控雷达技术》2003.32卷2期 高树延
● 振荡器相位噪声对FSK稳定性能的影响 《系统仿真学报》2007.19卷1期
● 频率合成器相位噪声对跳频通信系统的影响 《空间电子技术》2006.3卷4期
徐启刚
● 相位噪声对传输误码率的影响 《电讯技术》2007.4卷4期 刘嘉兴
● QPSK系统微波本振相位噪声与BER的定量关系 《空间电子技术》2005.2卷
3期 刘玉峰
● 本振相位噪声引起QPSK信号相噪比降低的分析与仿真 《空间电子技术》
2004.1卷1期 张爱兵
第二章 频率合成器指标
频率合成——由一个参考频率通过电路技术产生一个或多个频率信号的 技术
参考频率源——高稳定、高纯频谱基准源，一般是XO、TCXO、OCXO
一、频率合成器主要指标
1、单边带相位噪声 L（fm）
（1）基本概念：

因噪声对输出频率随机调角造成输出频率的瞬时随机抖动（短期频率稳定度），
主谱两侧产生调角噪声边带；

在时域，可用阿仑方差表征这种短期频率稳定度；

在频域，可用相位噪声功率谱密度表征瞬时频率稳定度；
(2) L（fm）的定义和单位
L( f m ) 
PSSB ( f 0  f m )
PS
Ps——主谱（f0）功率
Pssb——距主谱fm处1Hz带宽内的单边带调频噪声功率
单位：dBc/Hz @ Hz。
（3）相位噪声的重要性（举例）
* 载波相位噪声解调后影响基带信噪比；
* 接收机本振相噪因“倒易混频”使干扰进入中频通带；
* AMTI/PD雷达中载波相噪会降低“改善因子”；
* 复杂数字调制（如QAM）接收机中，本振相噪下降，误码率增加
2、非谐波杂散
（1）基本概念：
* 除输出频率之外的其它寄生信号（不含噪声）相对于主谱的最大功率。
* 单位：dBc；
* 杂散一般是以寄生调频边带形式产生（见左下图）
* 谐波是信号的波形参数，并非寄生信号
.
（2）产生杂散的原因：
* PLL频综：鉴相杂散，分数杂散；
* DDS频综：原因、成分复杂；
*混频的组合干扰；
*时钟寄生调频；
*电源50Hz寄生调频。
（3）杂散抑制指标的意义及测量
* 杂散可直接或经过非线性电路进入信道带宽内；
* 频谱仪测杂散应该取平均；
3、跳频时间
（1）基本概念：
* 频综从f1跳至f2，在误差范围内所需时间，数量级：μs~ms；
* 送数时间应计入跳频时间;
（2）跳频时间的重要性：捷变频体制的重要指标；
（3）跳频时间测量仪器：调制域分析仪、信号分析仪、存贮示波器；
二、频率合成器的其他指标
4、频率漂移
（1）频率温漂 单位ppm（10－6）（工作温度范围）
（2）频率时漂（老化率） 单位ppm/时间——长期频率稳定度
频率漂移由频率合成器的参考源唯一确定
5、输出频率和分辨率（步长） 窄带源、宽带源、点频源
6、谐波抑制 谐波是波形指标，并非寄生杂散
7、输出功率及功率波动 功率波动指标较高时，需要稳幅（温补衰减、AGC）
8、跳频方式：串口、并口
9、负载牵引：输出口指标对负载的敏感度，可用隔离器输出消除。
10、关于频率牵引：振荡器——频率变化；频综源——频谱畸变
第三章 直接频率合成（DS）
直接频率合成是只采用非线性单元电路（混频、分频、倍频等）和线性
单元电路（放大器、滤波器等）实现频率合成的技术。
一、放大器的相位噪声
1、加性噪声产生放大器相位噪声基底
ω 0 ， Psi
噪声系数
S△θ
…
无噪
FkT/Psi（只计及加性噪声）
fm
Pni噪声
fc
图七 放大器噪声模型（NF>1）
图九 闪烁噪声的影响
放大器加性噪声模型
计及闪烁噪声后放大器的相位噪声
F —— 放大器噪声系数；Psi —— 放大器输入功率
放大器的相噪基底（图七的分析结论）：
对数表示：
分析：
S
F  Psi 
S 
FkT

Psi
 174dBm F dB  Psi
dB
dBm
S 
T↑
2、闪烁噪声 （1/ fc噪声）使放大器近端相噪抬高
考虑fc时的近似公式：
S 
FkT 
f

1  c f 
Psi 
m
二、混频器输出的相位噪声
I  S  L
 S 和  L 不相关时，
二者功率谱密度相加
*
VICOS(ωIt+△øI)
VsCOS(ωs+△øs)
RF
S I  f m   S S  f m   S L  f m 
∴
IF
LO
VLCOS(ωLt+△øL)
图十 混频器模型
几点分析：
* 混频器输出相噪由相噪差的一路决定；
* 两输入信号相噪相同时，输出相噪恶化3dB；
* 混频是提高频综输出频率而不恶化相噪的重要手段。
*
两个相参信号混频后的相噪与相关系数有关，输出相噪要优于不相
关信号混频时的值
1G~1.2G △f=1MHz
频综
RF
IF
10GHz~1.2GHz
杂散可能恶化
L0
9GHz低相噪点频源
图十一 混频提高输出频率，不恶化相噪
三、倍频器输出的相位噪声
分析图12，理想倍频时：
L0  f m   Li  f m   20lg N
Nω0t+N△øi(t)
ω0t+△øi(t)
×N
ω0+d△øi/d(t)
倍频器件：
* 集成倍频器（有源、无源）
* 分立元件：二、三极管、变容管、SRD；
图十二 倍频器模型
PLL倍频
一个问题：
倍频器20lgN的恶化是否不能超越？
——否
图13示例：
A——整体倍频
B——倍频链中插入窄带滤波(高Q)
C——PLL倍频
A
B
20lgN
X0
10
100
PLL带外
1k
10k
C
100k
fm（Hz）
图十三 各种倍频的相噪恶化
四、分频器输出的相位噪声
由图14，理想分频时：
L0  f m   Li  f m   20lg N
ωi
ωi/N
÷N
△øi(t)
△ø0(t)=△øi(t)/N
图十四 分频器模型
分频器存在底噪（触发相位噪声），导致相噪的降低可能达不到上述值
图十五 某集成分频器的底噪
五、直接频率合成器举例
功能：5MHz参考源，输出：40~80MHz，1Hz步长
缺点：设备量极大
如改用新技术——DDS（1片）+单片机，设备大大简化
*由50MHz参考源产生100kHz、300kHz、2MHz、5MHz、10MHz参考信号；
*倍频器组产生频率1.3——2.2MHz、步长为100kHz的10个频点；
*这些频点经开关矩阵后在混频链中经过了5个10分器后，变成为带宽17——18MHz、
步 长1Hz的频率，跳频由开关矩阵实现；
*上述频段再经2MHz上混成为19——20MHz；
*用10个步长为1MHz的频点与上述频率混频产生160——170MHz的频率(带宽10MHz，
步长1Hz)；
*再用步长为10MHz的4个频点与上述频率下混成40——80MHz，1Hz步长的输出频率。
第四章 PLL频率合成
一、PLL频率合成器基本原理
——单模前置分频
第三章
f 锁相频率合成（PLL
f
参考分频器
鉴频鉴相
参考频率
÷R
PFD
FS）
R
PD
一、数字分频PLL频率合成器基本
原理
fv=NVfPD
Vd
环路滤波器
LF
可编程分频器
÷N
Vc
压控振荡器
VCO
步长VfR
前置固定分频器
÷V
频综单片集成电路（FS IC）
控频码
图十七 最基本的PLL频率合成器方框图
fR
fV  N  V
 N  Vf PD
R
可编程分频器工作频率不够高，使用前置分频可提高输出频率
缺点： * 单模前置分频提高了输出频率，但使分辨率降低(分辨率为VfPD)；
* 采用电压输出PFD，存在死区、且对LF要求高。
二、PLL FS IC主流技术之一
——双模前置分频（吞脉冲技术）
fR
÷R
B计数器
÷B
A计数器
÷A
fPD
PFD
模
式
控
制
LF
VCO
fv
双模前置分频器
÷（P+1）
÷P
PLL FS IC
图十八 双模分频PLL频率合成器框图
fV  PB  A f PD＝NfPD
B＞A
*分辨率: 仍为fPD，
*常用p/p+1：4/5，8/9，16/17，32/33，64/65
*单片FS IC已高达8GHz以上。
三、PLL FS IC主流技术之二
——电荷泵输出PFD
图十九 电荷泵输出PFD示意图
采用电荷泵PD后的PLL线性相位模型：
θ 1 (s)
Vc (s)
Id ( s)
θe
kd
Z(s)
K0/s
θ 2 (s)
H0 (s)
θ 2 (s)
1/N
图二十 电荷泵PLL频综相位模型
Rf
典型环路滤波器：
R
R3
Id(s)
C2
C3
C1
Vc(s)
R2
图二十一 三环路滤波器
其中：
T1  Rc
C1C 2
C1  C 2
T2  R2C 2
T3  R3C3
KA  1
Rf
R
LF的传递函数因电荷泵而成为阻抗函数：
Z s  
Vc s 
I d s 
kd k0 k A 1  ST2 
T1
环路传输： T s   H 0 s  

N
NS 2C1 1  ST1 1  ST3  T2
结论：采用电荷泵PD，无源LF也使PLL成为4阶二型PLL。
＃关于单片PLL
关于设计方法：
FS的跳频送数方式
——一般为三线（CLOCK，DATA，LE）串口送数
* ADI Sim PLL
* NSC Easy PLL（在线设计）
* PLL设计大师（赛英公司自主研发的软件）
资料： * NSC AN 1001（极值相位余量设计法）
* Dean Banerjee: NSC PLL performance, Simulation and
软件：
Design
四、输出相位噪声估算
功率（dBm）
PLL FS环路带宽内的相噪：
L f m   PN(1Hz)  10lg f PD  20lg N
其中
fPD——鉴相频率
N——对fPD的倍频值
PN(1Hz)：
鉴相器的1Hz归一化基底相噪
例：采用ADF4106，
f PD  1MHz
L(fm)
这里主要受晶振
相噪影响
这里主要来自
PLL鉴相器噪声
相位噪声
dBc/Hz
这里主要来自
VCO的噪声
ωc
环路带宽
f0
图二十二 PLL频综输出相噪示意图
fV  1000MHz
PN ( 1Hz )  219dBc / Hz
则：
频率
L f m   219 10 lg 106  20 lg
1000
 99dBc / Hz
1
环路带宽以外的相噪主要由VCO的相噪决定；
相噪差的VCO对环路带宽内相噪仍存在影响；.
五、主要杂散与跳频时间
鉴相杂散——IN-PLL-FS的最主要杂散；
分数杂散——FN-PLL-FS的最主要杂散；
跳频时间τ——环路带宽wn 增加， τ减小，但上述两种杂散会增加 ；
PLL FS的跳频时间一般数十μs以上；具有快锁模式的 PLL-FS IC
其跳频时间可做到25 μs；
wn选取原则：
c 
n  f PD （IN-PLL）
f分
23
（FN-PLL）
六、采用电压输出型PD的频率合成器
θ1(s)
Vd
θe
kd
Vc
1+Sτ2
Sτ2
K0/s
θ2(s)
1/N
无阻尼振荡频率
n 
k 0 k1
N 1
阻尼系数    n 2
2
图二十三
理想二阶PLL
频率合成器
(一般取 
1
~ 1)
2
应用：* PLL FS IC的典型产品——PE3236
*模拟PLL：采用分立的PFD，其底噪可低至-230dBc/Hz以下；
七、分数分频锁相频率合成（FN-PLL-FS）
——PLL FS主流技术之三
fPD
电荷泵
PFD
累
加
指
令
LF
VCO
÷N
模拟相位内插器
脉冲溢除
N/N+1变模分频
fV
原理：吞脉冲
技术的变通应
用，变模值为
N/N+1
溢出脉冲
小数累加器
FN PLL FS
IC
M
K
(mod)
公式：
k 

fv   N 
 f PD
M


N
图二十四
f PD
K  0 ~ M ； 步长： M
M——模数 ； 分子取值：
特点：* 步长<<fPD，实现了细步长，但并未降低相噪(仍用22页公式)；
* 分数杂散出现，可能很靠近主谱线（距主谱最近值为  2fM ）
PD
图二十五 某FS-PLL-FS的分数杂散实例
*具有快锁功能的FN-FS，可实现τ<20μs；
*有各种减小分数杂散的措施与专利，主要技术：Σ-Δ调制；
*单片FN PLL FS 已可工作在8GHz
第五章 直接数字频率合成（DDS）
一、DDS基本原理
DDS基本思想：从相位概念出发来完成数字波形合成；
图二十六 DDS基本原理框图
原理：
信号周期相位为2π，每个时钟相位累加一次；最小相位增量
2
k

FCW=k 时，每次累加相位增量
2N
完成2π相位（一周期）经过的时钟个数
2
2N
n

2
k
k N
2
2
2N
∴ DDS输出信号的周期
输出频率
f0 
T0  n 
1
f cLk
f
f
1
 CLK  CLK
k
N
T0
n
2
f CLK
分辩率： 2 N
二、DDS的特点
1、低相位噪声
*DDS实为特殊小数分频器；
*近端相噪由时钟相噪决定，在DDS底噪之上还可因分频而优化；
*DDS底噪可低达-150dBc/Hz，它决定了DDS输出的远端相噪。
2、输出频率不高（Niquist准则）工程上，f 0  0.4 f c ，f c 已高达数GHz；
3、杂散复杂 杂散指标与输出带宽有关，可用分段滤波抑制杂散。
4、快跳频，相位连续跳频
全并口时，可小于100ns，控频码经数据处理输入时，可达μs量级。
图二十七 AD9858杂散与输出带宽的关系
使用体会：
* 高杂散常出现在
* f 0 越小于 fc
fc
N
附近
，杂散越小；
*正确选取输出频段，可减小杂散；
*改变 fc， ，可有意外收获；
第六章 微波频率合成方案综述
一、跳频源
1、基本PLL方案
（1）采用IN-PLL-FS芯片
IN-PLL
fR
频综IC
fpo
÷R
PFD
A,B计数
器
前置变模分频
参
考
源
Reference
环路
滤波
（LF）
压控
振荡器
（VCO）
隔离放大
Buffer and
amperfier
prescaler
数据格式转换
Data Transform
跳频码 Freq. Code
图二十八 整数分频基本环频率合成框图
fout
（2）采用FN-PLL-FS芯片
FN-PLL
fR
频综IC
fpo
÷R
PFD
参
考
源
reference
环路
滤波
（LF）
压控
振荡器
（VCO）
隔离放大
Buffer and
amperfier
分数N分频器
F N Freq. Divider
数据格式转换
Data Transform
跳频码 Freq. Code
图二十九 分数分频基本环频率合成器框图
fout
2、混频PLL方案（M/N环，相加环）
（1）PLL内下混频
直接倍频或锁相倍频
Direct multiplier or PLL-multiplier
fM
LO
fout-fM
IF
参
考
源
RF
fR
IN-PLL-IC
或FN-PLL-IC
LF
VCO
隔离放大
fout
Buffer and
amplifier
reference
数据格式转换
Data Transform
跳频码 Freq. Code
图三十 PLL内下混频方框图
*杂散输出相对下面的方案较少，但需要VCO的频率高，VCO指标差些。
*要注意本振泄漏，产生杂散。
(2)PLL外上混频
fR
fV
RF
基本PLL
放大
IF
fV+fL
fL
LO
倍频、锁相倍频
图三十一 PLL环外上混频方框图
*
因混频器在PLL外，输出杂散因而很多，要认真分析，避免在带内出现；
*
VCO频率低，其相噪指标较高，成本可能低些。
4、DDS+PLL方案
(1)DDS作为PLL参考源
控频码
DDS
BPF
PFD
LF
隔离放大
Buffer/Amp.
VCO
Freq. Code
fc
输出：
f0
f0 
÷N’
k
fc  N 
N
2
图三十三 DDS+PLL常用方案
20lg N 
N
特点：细步长，跳频时间长，DDS的输出在PLL带内杂散恶化
(2)PLL内插DDS
XO
PFO
LF
÷N
VCO
BPF
隔离放大
Buffer/Amp.
DDS
f0
频率控制码
Freq. Code
fc
输出：
f0  N f PD  f DDS
图三十四PLL内插DDS方案
特点： * 细步长，DDS输出可为窄带，杂散较小；
* N  为定值时，因跳频步长较小，可实现较快频；
* N  变化可实现宽带输出
(3)DDS作为PLL的程序分频器
fP0
PFO
LF
BPF
DDS
VCO
f0
控制码Freq. Code
图三十五 作PLL的程序分频方案
输出：
f0 
2N
f PD
K
特点：细步长，低相噪，但
f omax  f c max
5、多PLL频率合成
仪器中常用。例：HP8662A，7个PLL，
f o  10kHz ~ 1280MHz / 0.1Hz
例一：用分频产生低位环
fPD
PLL1
×NA
÷M
PD
LF
f0
VCO
输出：
BPF
PLL2
×NB
f o  N B f PD  N A
图三十六 双PLL方案一
特点：细步长，但倍频值仍不大。
f PD
M
例二：低位环用较小的fPD
低位环
fPDA
fR
参
考
产
生
fPDB
二、点频源
PLL-A
×NA
高位环
PLL-B
×NB
f0
PD
LF
VCO
BPF
输出：
f o  N B f PDA  N B f PDB
图三十六 双PLL方案一
1、所有跳频源均可实现点频源；
2、采用PLL方案时，用高Q VCO——VCXO，CRO，DRO；
3、晶振倍频/倍频链
第七章 设计实例
输入参考： f R  10MHz ，TCXO；
输出频率： f0  3190~ 3290MHz
步
长： 1k Hz
相位噪声： 95dBc/Hz@10kHz
杂
散：≤－45dBc
P1dB
 10dBm  1dB
方案： * 用AD4252实现1kHz步长(PLL1)
* 用AD4106产生点频（PLL2)，fV2=3GHz，4fR作为fpd
* PLL1环内下混频
*AD4252最大允许
k 

fV   N 
 f PD
M

f PD1 的确定：
f PDmax
 1kHz
M max
∴ f PD/ max  4095 1k  4.095MHz
取4252的R=4，fPD1=2.5MHz，M=2500
3000
 10 lg 40 106  105dBc/Hz
40
290
 214 20 lg
 10 lg 2.5  106  109dBc/Hz
2.5
PLL2带内相噪估算  219 20 lg
PLL1带内相噪估算
PLL1环路带宽：<<1kHz（低频环），以保证分数杂散在环路带宽之外。
PLL1的VCO的选择：
因10kHz在环路带宽之外，VCO相噪必须小于－95dBc/Hz@10kHz
单片机
F331
OP184
fR=10MHz
ADF4252
R=4
LF
VCO
UMX331
放大
125~290MHz
三极管
四倍频
HMC311
放大
单片机
HMC213
3G
INAD3184
放大
OP184
ADF4106
LF
HMC311
VCO
UMX331
图三十八 C波段跳频源设计实例
成都赛英科技有限公司
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谢谢各位 ！