Transcript 第5章功率放大电路
第5章 功率放大电路 第5章 功率放大电路 5—1 功率放大器 5—2 整流器和直流稳压电源 5—3 功率器件 5—4 高精度基准电压源 第5章 功率放大电路 5—1 功率放大器 5—1—1功率放大器的特点及工作状态分类 一、特点 (1) 给负载提供足够大的功率。 (2) 大信号工作。 (3) 分析方法以图解法为主。 (4) 非线性失真矛盾突出。 (5) 提高效率成为重要的关注点。 (6) 功率器件的安全问题必须考虑。 第5章 功率放大电路 二、工作状态分类 根据直流工作点的位置不同，放大器的工作状态可 分为A类(甲类)、B类(乙类)、C类(丙类)等，如图5—1所 示。图(a)中，工作点Q较高(ICQ大)，信号在360°内变化， 管子均导通，称之为A类工作状态。图(b)中，工作点Q 选在截止点，管子只有半周导通，另外半周截止，称之 为B类工作状态。而图(c)中，工作点Q选在截止点下面， 信号导通角小于180°，称之为C类工作状态。 第5章 功率放大电路 iC iC Q 0 t 0 u BE (a) 图5—1放大器的工作状态分类 (a)A类(导通角为360°); (b)B类(导通角为180°);(c)C类(导通角＜180°) 第5章 功率放大电路 iC 0 iC Q ¦ Ð 2¦ Ð t 0 u BE (b) 图5—1放大器的工作状态分类 (a)A类(导通角为360°); (b)B类(导通角为180°);(c)C类(导通角＜180°) 第5章 功率放大电路 iC 0 iC Q 0 ¦Ð t u BE (c) 图5—1放大器的工作状态分类 (a)A类(导通角为360°); (b)B类(导通角为180°);(c)C类(导通角＜180°) 第5章 功率放大电路 分析结果表明，A类工作时非线性失真虽小，但 效率太低，且没有收到信号时，电源仍供给功率 (ICQ≠0)，这些功率将转化为无用的管耗。B类工作时非 线性失真虽大(波形只有半周)，但效率却很高，只要我 们在电路结构上加以弥补，非线性失真是可以减小的， 所以，在功率放大器中大多采用B类工作。C类工作主 要用于高频功率放大器中，这里不予讨论。 第5章 功率放大电路 5—1—2甲类(A类)功率放大器 一、电路 功率放大器的负载是各种各样的。若负载RL 很小， 则负载线很陡，电流摆幅大，而电压摆幅小，所得交 流功率与电压、电流振幅乘积有关，所以不可能使功 率最大；反之，若RL 很大，则电压摆幅大，电流摆幅 小，功率也不可能大。如图5—2(a)所示。图中，变压器 初级接到功率管集电极回路，次级接负载RL 。若变压 比为n，则初级等效交流负载R′L为 第5章 功率放大电路 RL n 2 RL (5—1) 式中，n=N1/N2。若RL太小，则要求R′L＞RL， n＞1，变压器为降压变压器；反之，若RL太大，而要 求R′L ＜RL,n＜1,则采用升压变压器。已知RL 和最佳R′L ， 即可确定变压比n的值。 图5—2中RB 为偏置电阻，其值决定了Q点的ICQ 及 IBQ 。 如 果 变 压 器 是 理 想 的 ， 则 直 流 工 作 点 电 压 UCEQ=UCC ，直流负载线为一垂直线，而交流负载线通 过Q点，其斜率为(-1/R′L)，如图5—2(b)所示。 第5章 功率放大电路 N1 ¡ÃN2 RL¡ä RB UCC RL V ui £« CB (a) 图5—2甲类功放电路及交、直流负载线 (a)电路；(b)交、直流负载线 第5章 功率放大电路 iC 直流负 载线 iC iB IC ICQ ICQ Q 交流负 载线 1 £RL¡ä ICQ 0 t 0 UCC 0 UC (b) UCEQ t 图5—2甲类功放电路及交、直流负载线 (a)电路；(b)交、直流负载线 u CE u CE 第5章 功率放大电路 二、功率与效率的计算 1.电源供出功率PE 1 T PE U CC ( I CQ I C sin t )dt T 0 U CC I CQ 可见，PE是一个固定不变的值，与信号的有无或 大小均无关。 第5章 功率放大电路 2. 负载得到的交流功率PL 设变压器效率ηT=1,则PL=PRL=PR′L，即 1 T PL U C sin t I C sin tdt T 0 2 1 1 UC UC IC 2 2 RL (5—3) 式中UC 和IC 分别为集电极交流电压和电流的振 幅，信号越大， UC 、 IC越大，输出功率也将增大。 在最佳负载和工作点的情况下，最大交流振幅为 U Cm U CC , I Cm I CQ (5—4) 第5章 功率放大电路 此时，最大输出功率PLm为 1 PLm U CC I CQ 2 (5—5) 3. 管子功耗PC PC PE PL (5—6) 当信号为零时，PL=0，PCm=PE ，电源功率全部变 为管耗；而当信号增大时，部分电源直流功率转换为 有用的交流功率，管耗反而下降。 第5章 功率放大电路 4. 转换能量的效率η PL 1 U C I C PE 2 U CC I CQ (5—7) 当信号最强，UCm=UCC,ICm=ICQ时，效率达到最高： 1 m 50% 2 (5—8) 可见，A类放大器无信号时，效率为零，而信号 最强时最大效率也只有50%。这是A类放大器的致命 弱点，也是晶体管功率放大器极少采用A类放大器的 原因。 第5章 功率放大电路 5—1—3 互补跟随乙类(B类)功率放大器 一、双电源互补跟随乙类功率放大器(OTL电路) 1.电路 此类功率放大器的电路如图5—3所示，其电路形式 和集成运放的输出级是相同的。其中二极管是为克服 交越失真而设置的，ICO为前置级放大器有源集电极负 载电流源。该电路由VD1、VD2和V1、V2构成跨导线性环， 是电流模电路。根据第八章的分析，当负载电流IL ICO时，输出管V1 、 V2均工作在B类，它们轮流导，通 以给负载提供电流。 第5章 功率放大电路 UCC ICO i C1 i C1 V1 VD1 uo VD2 V0 0 RL V2 ui uo i C2 i C2 －UEE 图5—3 互补跟随乙类功率放大器(OTL电路) 第5章 功率放大电路 2. 功率与效率的计算 在B类工作时，静态工作点Q接近截止点，V1、V2 都是半周导通，其电流iC1(或iC2)为半波正弦。画出该电 路的负载线和工作点位置如图5—4所示。 根据图5—4的波形，我们可以计算该电路的功率和 效率。 第5章 功率放大电路 UCC RL ICm i C1 IC 0 T 2 (0, UCC) 0 (a) Q UCm 图5—4互补跟随乙类功放负载线及工作点 (a)单管负载线；(b)双管负载线 UC u CE 第5章 功率放大电路 iC iC1 iC1 0 t Q (0, UCC) 0 iC2 u CE1 u ce1 (b) 图5—4互补跟随乙类功放负载线及工作点 (a)单管负载线；(b)双管负载线 i C2 第5章 功率放大电路 1)输出交流功率PL V1、V2为半周工作，但负载电流却是完整的正弦波。 1 1 1 U o2 PL I L U o I C U ce 2 2 2 RL (5—9) Uo 令， 称之为电压利用系数，那么式(5---9)可改写 U CC 为 2 1 2U CC PL 2 RL (5—10) 信号越大，Uo增大，电压利用率也增大。若忽略 集电极饱和电压，则最大ξ=1，故最大输出功率PLm为 2 1 U CC PLm 2 RL (5—11) 第5章 功率放大电路 2)电源提供的功率 当信号为零时，工作点接近于截止点，ICQ=0，电 源不提供功率；而随着信号的增大，iC1 增大，电源提 供的功率也将随之增大。这点与A类功放有本质的差别。 PE=UCC·(iC1的直流分量)+|UEE|·(iC2的直流分量) I I U CC C1 U EE C 2 I 2U CCU o 2U CC C (5—12) RL 当信号最大时，Uom≈UCC，所以电源输出的最大功率为 2 2 U CC PEm RL (5—13) 第5章 功率放大电路 3)每管转换能量的效率η 2 1 U PL o PL Uo 2 RL 2 PE PE U CC U o 4 U CC 4 2 RL 当信号最大，ξ=1时，效率达到最高： m 78.5% 4 可见，B类工作的效率远比A类的高。 (5—14) 第5章 功率放大电路 4)每个管子损耗PC PE PL U CC U o 1 U o2 PC 2 2 RL 4 RL 可见，每个管子的损耗PC是输出信号振幅的函 数。将PC对Uo求导，可得出最大管耗PCm。令 dPC 1 U CC 1 ( Uo ) 0 dU o RL 2 得出，当 Uo 2 U CC 时，每管的损耗最大： 1 U CC 2 PCm [ U CC RL 2 U 1 2 1 CC 2 ( U CC ) ] 2 4 RL 第5章 功率放大电路 那么，我们可以得出一个重要结论，即PCm与最大 输出功率的关系为 PCm PLm 2 1 U CC 2 2 RL 2 0 .2 2 1 U CC 2 RL (5—18) 式(5—18)提供了选择功率管功耗的依据。例如， 负载要求的最大功率PLm=10W，那么只要选一个功耗 PCm大于0.2PLm=2W的功率管就行了。 第5章 功率放大电路 3.选择功率管 为保证晶体功率管的安全和输出功率的要求，电 源及输出功率管参数的选择原则如下： (1)已知PLm及RL，选UCC，则 2 1 U CC PLm 2 RL U CC 2 PLm RL (5—19) (2)已知PLm，选择管子允许的最大功耗PCM。 管子允许的最大功耗 PCM PCm 0.2 PLm (5—20) 第5章 功率放大电路 (3)管子的击穿电压U(BR)CEO。 当信号最大时，一管趋于饱和，而另一管趋于截 止，截止管承受的最大反压为UCC+|UEE|=2UCC，所以 U ( BR ) CEO 2U CC (4)管子允许的最大电流ICM。 U I CM I Cm CC RL (5—21) (5—22) 第5章 功率放大电路 二、单电源互补跟随乙类功率放大器 单电源互补跟随乙类功率放大器电路如图5—5所示。 1 U U CC 由图可见，静态时，a点电位 a 2 ，那么电 容C的直流电位也为UCC/2，当V1 导通、V2 截止时，V1 给负载RL提供电流；而当V1截止、V2导通时，电容C充 当V2的电源，只要C足够大，在信号变化一周内，电容 电压可以保持基本恒定UCC/2。 负载得到的交流电压振幅的最大值为 U om U CC 2 第5章 功率放大电路 UCC ICO i C1 V1 VD1 £« C a uo VD2 V2 V0 iC2 RL ui 图5-5 单电源互补跟随乙类功放电路 第5章 功率放大电路 故，该电路负载得到的最大交流功率PLm为 U CC 2 ( ) 2 2 1 U om 1 2 1 U CC PLm 2 RL 2 RL 8 RL (5—23) 为保证功率放大器良好的低频响应，电容C必须满足 1 C 2f L RL (5—24) 式中fL为放大器所要求的下限频率。有关放大 器的其它指标，请读者自行分析。 第5章 功率放大电路 三、复合管及准互补乙类功率放大器(OCL电路) 在功率放大器中，输出功率大，输出电流也大。 如要求输出功率PLm=10W，负载电阻为10Ω，那么， 功率管的电流峰值ICm=1.414A。若功率管的β=30，则 要求基极驱动电流IBm=41.1mA。前级晶体管放大器或 运算放大器，若输不出这样大的电流来驱动后级功率 管，则需要引入复合管。复合管又称达林顿电路。复 合管的总β值为 总 1 2 (5—25) 第5章 功率放大电路 等效β值的增大，意味着前级供给的电流可以减少。 组成复合管的原则有以下几点： (1)电流流向要一致。 (2)各极电压必须保证所有管子工作在放大区，即 保证e结正偏，c结反偏。 (3)因为复合管的基极电流iB 等于第一个管子的iB1 ， 所以复合管的性质取决于第一个晶体管的性质。若第 一个管子为PNP，则复合管也为PNP,反之为NPN。正 确的复合管连接方式有四种，如图5—6所示。 第5章 功率放大电路 c c £« Ic Ib b b Ie e £- e £(a) 图5—6复合管的组成 (a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管； (c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管 £« 第5章 功率放大电路 c c £Ic b b Ib Ie e £« £« (b) 图5—6复合管的组成 (a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管； (c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管 e £- 第5章 功率放大电路 e e £« Ie Ib b b Ic c £- c £(c) 图5—6复合管的组成 (a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管； (c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管 £« 第5章 功率放大电路 e e £Ie Ib b b Ic c £« c £« (d) 图5—6复合管的组成 (a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管； (c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管 £- 第5章 功率放大电路 互 补 乙 类 功 率 放 大 器 要 求 输 出 管 V1(NPN) 和 V2(PNP)性能对称匹配。所以，用复合管构成V1和V2管 时，希望输出管都用NPN管，因为NPN管的性能一般 比PNP管好。用复合管组成的互补跟随乙类功放如图 5—7所示，其中NPN管采用图5—6(a)电路，PNP管采用 图5—6(c)电路。这样，承受大电流的管子均用大功率 NPN管，此类电路称之为准互补乙类功率放大器，简 称OCL电路。图中R1 和R2 是为了分流反向饱和电流而 加的电阻，目的是提高功放的温度稳定性。 第5章 功率放大电路 ＋UCC ICO V1 V3 R1 uo V2 ui V0 V4 R2 －UEE 图5—7 准互补乙类功率放大器电路 RL 第5章 功率放大电路 5—1—4集成功率放大器 一、集成功率放大器 1.SHM1150Ⅱ型双极晶体管与MOS管混合的音频集 成功率放大器 集成化是功率放大器的发展必然，目前集成功率放 大器大都工作在音频段。集成功率放大器的型号很多， 在此仅举例说明之。 图5—8(a)给出集成音频功率放大器SHM1150Ⅱ型的 内部简化电路图。这是一个由双极型晶体管和VMOS组 成的功率放大器，允许电源电压为±12V~±50V，电路 最大输出功率可达150W，使用十分方便，其外部接线如 图5—8(b)所示。 第5章 功率放大电路 6 R6 ＋UCC R8 R7 c2 V4 c1 V7 V9 V5 C R11 8 £« uo £- R9 R4 1 £« ui £- R1 V1 e1 V2 e2 R2 V6 R13 R10 V8 I1 I2 3 R12 ＋UCC 1 ui + 3 V10 6 SHM1150¢ò －UEE 10 图5—8SHM1150Ⅱ型BiMOS集成功率放大器 (a)内部电路；(b)外部接线图 uo 10 －UEE (a) 8 (b) RL 第5章 功率放大电路 由图5—8(a)可见，输入级为带恒流源的双极型晶 体管差分放大器(V1、V2)，双端输出。第二级为单端输 出的差分电路(由PNP管V4 、V5 组成)，恒流源I2 为其有 源负载电流。 第5章 功率放大电路 2. 桥式功率放大器 由两个功率放大器构成的桥式功放可以增大输出 功率。如图5—9所示.负载(扬声器)RL跨接在A1和A2的输 出端，故负载得到的交流输出功率PL为 1 (U o1 U o1 ) 1 (2U o1 ) PL 2 RL 2 RL 2 2 (5—26) 可见，桥式功放使输出功率增大到单个功放的 四倍。A1 和A2 的同相端都加2.5V的偏压，以保证A1 、 A2正常工作。 第5章 功率放大电路 RL(负载) R2 20k R1 R3 £- ui 10k £« R4 40k £- A1 u o1 40k £« A2 u o2 30k LM4860 0.1¦ Ì 30k 0.1¦ Ì UCC ＋5V 图5—9 桥式集成功放LM4860及其外部电路 第5章 功率放大电路 5—2 整流器和直流稳压电源 流稳压电源是所有电子设备的重要组成部分，它 的基本任务是将电力网交流电压变换为电子设备所需 要的稳定的直流电源电压。直流电源的一般组成如图 5—10所示。其中变压器是将电网电压(220V、50Hz)变 换为所需的交流电压；整流是将变压器次级交流转换 为单向脉动直流；滤波是将整流后的波纹滤除。 第5章 功率放大电路 220V 50Hz 电 源 变压器 ui a 整流 电路 ua t b 滤波 电路 稳压器 uc ub t c t 图5—10 直流稳压电源的基本框图 uo uo t t 第5章 功率放大电路 5—2—1整流滤波电路 一、整流滤波电路 利用二极管的单向导电性能可实现整流。常用的 整流电路有半波整流、全波整流、桥式整流和倍压整 流，如图5—11所示。 第5章 功率放大电路 V £« 220V 50Hz RL £(a) 图5—11常用整流电路 (a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流 第5章 功率放大电路 V1 220V 50Hz £« V2 (b) RL £- 图5—11常用整流电路 (a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流 第5章 功率放大电路 V1 220V 50Hz U2 V4 V3 £« V2 RL £- (c) 图5—11常用整流电路 (a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流 第5章 功率放大电路 220V 50Hz £« £- 2 2 U2 £« £- 2 2 U2 £« £- 2 U2 V2 V4 U2 V1 V3 2 2 U2 2 2 U2 V5 (d) 图5—11常用整流电路 (a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流 第5章 功率放大电路 R £« C (a) L £« C (b) £« C1 £« C2 (c) 图5—12 常用滤波电路 (a)电容滤波；(b)电感电容Γ型滤波；(c)电阻电容Π型滤波 第5章 功率放大电路 二、整流滤波电路的工作原理及主要性能 1. 工作原理 如图5—13所示，全波整流的变压器有中心抽头， 且要求次级两绕组十分对称，整流管V1 、V2 接于变压 器次级两端和负载之间，采用简单电容滤波。 设滤波电容电压初始值uC(0)=0,当u″i为正半周时， V1 导通，V ２ 截止，u′i 给C充电。由于二极管内阻较小， 充电时常数较小，uC 上升快。当uC 上升到等于u′i(t1)时， V1、V2均截止，电容C通过负载RL放电，uo下降。 第5章 功率放大电路 iV1 N1 ¡ÃN2 u i 220V 50Hz u i¡ä u i¡å uo V1 V2 £« iV2 C RL (a) 图5—13全波整流电路及电压电流波形 (a)电路；(b)管子流过的电流及输入输出电压波形 第5章 功率放大电路 u i¡äu i¡å uo t1 0 iV u i¡ä i V1 u i¡å u o t2 t i V2 i V1 0 t (b) 图5—13全波整流电路及电压电流波形 (a)电路；(b)管子流过的电流及输入输出电压波形 第5章 功率放大电路 1N4449 pq4-10 220V/50Hz /0 Deg 1N4449 2 2¦ Ì 10k (c) 图5—13全波整流电路及电压电流波形 (c)计算机仿真波形(为看清输出波纹，故意将滤波电容值取得很小， 实际上要加几百~几千μF) 第5章 功率放大电路 2. 主要性能 1)输出直流电压Uo 不接滤波电容(C=0)时: Uo 2 0.9U im ' U im (5—27) 当接入滤波电容(C≠0)，且负载RL=∞时，输出电压 可充电至输入电压峰值： U o 1.414U i (5—28) 一般情况下(RL ≠∞,C≠0)，Uo的估算值为 U o 1.2U i (5—29) 第5章 功率放大电路 式中U′i 为变压器次级单边交流电压有效值，U′im 为交流振幅。根据式(5—28)，可以由Uo 算出U′i ，从而 算出变压比 N2 U 2 n N1 220V 2)滤波电容估算值 滤波电容的选择要满足下式，即 T RLCL (3 ~ 5) 2 (5—30) 此时，波纹电压峰峰值Urpp约为 U rpp I LT 2CL (5—31) 式中：T为交流电网信号周期；IL为负载电流。 第5章 功率放大电路 3)整流管的选择 (1)整流管最大允许电流 I M I L 2 (2)整流管反向击穿电压UBR＞2U′im。 半波整流只有一个整流管，所以IM＞IL，且波纹大， 所以一般用得不多。 第5章 功率放大电路 £« 220V 50Hz 正电压 输出 £« Uo1 £« Uo2 £- 负电压 输出 图5—14 用“硅桥”实现正、负两路直流输出的全波整流电路 第5章 功率放大电路 5—2—2串联反馈型线性稳压电源的工作原理 一、电路 常用稳压电路有串联反馈型稳压电路和开关型稳压 电路。首先，我们介绍最常用的串联型稳压电源。 串联型稳压电源的框图如图5—15所示。图中“调 整环节”就是一个射极输出器。取样环节是将输出电 压的变化样品取来，加到一个误差比较放大器的反相 输入端，与同相输入端的基准电压相比较。 第5章 功率放大电路 调整环 节 取样环 节 UB US Ui 输入直 流电压 (不稳定) R1 RW £A £« UREF R2 比较放 大环节 基准环 节 图5—15 串联型稳压电源框图 Uo RL 输出直 流电压 (稳定) 第5章 功率放大电路 二、主要参数 1.主要指标 1)稳压系数S S表示输出电压相对变化量与输入电压相对变化量 之比，即 U o Uo S U i Ui 负载不变 (5—32) 第5章 功率放大电路 2)输出电阻Ro Ro表示负载变化(IL变化)对输出电压的影响，即 Ro U o I L U i 不变 (5—33) 一般稳压器的Ro为mΩ数量级。 3)温度系数ST ST表示温度变化对输出电压的影响，其表达式为 U o ST T U i 不变 I L不变 (5—34) 第5章 功率放大电路 2. 调整管参数 (1)调整管最大允许电流ICM必须大于负载最大电流ILM。 (2)调整管最大允许功耗PCM必须大于调整管的实际最 大功耗。当输入电压最大，而输出电压最小、负载电流最 大时，调整管的实际功耗是最大的。 (3)调整管必须工作在线性放大区，其管压降一般不能 小于3~4V。 (4)如果单管基极电流不够，则采用复合管；若单管输 出电流不能满足负载电流的需要，则可使用多管并联。 (5)电路必须具有过热保护、过流保护等措施，以免调 整管损坏。 第5章 功率放大电路 3.电路输出电压调节 (1)大波段调节依靠改变整流器变压器抽头。 (2)波段内调节靠电位器RW ，如图5—15所示。对于 误差比较放大器，有 U U R1 U (1 )U o U U REF R2 U o (1 R1 )U REF R2 调节R1和R2的比例，即可调节输出电压值。 (5—35) 第5章 功率放大电路 三、集成三端稳压器 集成三端稳压器是集成串联型稳压电源，用途十 分广泛，而且非常方便。集成三端稳压器有78××系 列(输出正电压)和79××系列(输出负电压)，后面两位 数表示输出电压值，如7812，即表示输出直流电压为 +12V。图中，C1可以防止由于输入引线较长而带来的 电感效应而产生的自激。C2 用来减小由于负载电流瞬 时变化而引起的高频干扰。C3 为容量较大的电解电容， 用来进一步减小输出脉动和低频干扰。 第5章 功率放大电路 1 ＋ Ui C1 LM78¡Á¡Á 2 3 C2 C3 ＋ 0.1¦ Ì 0.1¦ Ì ＋ 100¦Ì － Uo － (a) 图5—16三端集成稳压电源的典型接法 (a)78××系列典型接法；(b)79××系列典型接法； (c)三端稳压器外形图 第5章 功率放大电路 2 － C1 1 C2 0.1¦ Ì 0.1¦ Ì － C3 100¦Ì Ui LM79¡Á¡Á 3 ＋ ＋ Uo ＋ (b) 1 2 3 (c) 图5—16三端集成稳压电源的典型接法 (a)78××系列典型接法；(b)79××系列典型接法； (c)三端稳压器外形图 第5章 功率放大电路 三端稳压电源的功能可以扩展。图5—17给出几个 功能扩展电路。图5—17(a)是一个扩流电路。图中V为 扩流晶体管，输出总电流Io=I′o+IC。 图5—17(b)电路是一个扩大输出电压的电路，该电 路输出电压 U o U R1 (1 R2 ) I Q R2 R1 。式中，IQ为稳压器静态 工作电流，通常比较小；UR1是稳压器输出电压U′o。 所以 R2 R2 U o (1 )U R1 (1 )U o R1 R1 (5—36) 第5章 功率放大电路 图5—17(c)电路是一个输出电压可调电路。只不过 在三端稳压器和可调电位器之间加了隔离运放电路。 所以，输出电压表达式同式(5—36)。调节RW 的中心抽 头位置即可调节输出电压Uo值。 第5章 功率放大电路 V (扩流管) Ui 1 R C1 IC 3 LM78¡Á¡Á Io¡ä 2 C 2 (a) 图5—17三端稳压器功能的扩展 (a)扩流电路；(b)扩压电路； (c)输出电压可调电路 Io £½ I¡ä £«IC o Uo 第5章 功率放大电路 1 Ui LM78¡Á¡Á 3 R1 2 C1 IQ R2 C2 (b) 图5—17三端稳压器功能的扩展 (a)扩流电路；(b)扩压电路； (c)输出电压可调电路 Uo 第5章 功率放大电路 LM78¡Á¡Á Ui C1 £A £« RW (c) 图5—17三端稳压器功能的扩展 (a)扩流电路；(b)扩压电路； (c)输出电压可调电路 Uo C2 第5章 功率放大电路 5—2—3开关型稳压电源 串联型反馈式稳压电源用途广泛，但存在以下两 个问题： (1)调整管总工作在线性放大状态，管压降大，流 过的电流也大(大于负载电流)，所以功耗很大，效率较 低(一般为40%~60%)，且需要庞大的散热装置。 (2)电源变压器的工作频率为50Hz，频率低而使得 变压器体积大、重量重。 第5章 功率放大电路 开关稳压电源正是基于上述改革思路而发明的新 型稳压电源。目前，开关稳压电源已广泛应用于计算 机、电视机及其它电子设备中。 开关稳压电源的电路形式很多，我们仅以下面的 例子对其工作原理加以简要说明。 开关稳压电源的一般框图如图5—18所示。 第5章 功率放大电路 (AC¡úDC) (DC¡úAC) 逆变器 220V 50Hz 一次 整流 (AC¡úDC) 二次 整流 (脉宽调制) VMOS UG C £« £- Uo 稳压输 出 (误差放大) A £- (取样) 光耦合 器隔离 £« 三角波 发生器 R 基准UR 图5—18 开关稳压电源框图 第5章 功率放大电路 电网电压不稳使输出直流电压Uo 增大，经光耦合 器隔离，误差放大器反相输入端电压增大，其输出减 小。该电压(UC+)与UC-的三角波比较结果，会使其输出 电压(UG)的占空比减小，如图5—19虚线所示，从而使 VMOS导通时间减小，截止时间增加。经二次整流后 取出方波的平均值(Uo)将随之减小。这就是开关电源稳 压的原理。图5—20给出一个实际的开关稳压电源的电 原理图。 第5章 功率放大电路 UC£« ,UC£- UC£« 0 t UC£- UG 0 UG t 0 t 图5—19 脉宽调制器的各点波形 第5章 功率放大电路 FU 电源噪 声 滤波器 PNF R1 £« 300V 2 £« C1 220¦Ì 2W 400V TR R12 4.7k R2 120k 1W VD2 C9 N1 0.01¦ Ì ¦Õ0.31 90匝 FR305 VD1 R4 150k R4 3.6k 2 C4 100p 8 R6 10k C5 C6 0.01¦ Ì 4700p 4 补偿 U1 反馈 UC3842 U0 6 7 22 R 8 20k 3 UREF 电流检 测 RR /CT GND 5 N2 ¦Õ0.31 11匝 C8 820p R10 1k C7 470p R9 0.33 1W 图5—20 一个实际的开关稳压电源电路 R11 2.5k 1 C3 FR305 0.01¦ Ì VMOS R IRFPG407 VD3 7 R3 20k C2 10¦ Ì FR305 2A 220V 50Hz 600V/3A VD4 D80£-004 £« £« 5V 7A(35W) C10 4700¦ Ì 10V ¦Õ1.0¡Á4 4匝 N3 第5章 功率放大电路 图5—20中，VMOS源极电阻R9 为过流采样电阻。当 过流时，UR9 增大，经R10 送至UC3842的3端，以实现过 流保护的目的。C8、VD3、R11、R12、VD2和C9构成两级 吸收回路，用以吸收尖峰干扰。VD1~VD3采用快恢复的 二极管FR305。VD4为输出整流管，采用D80-004型肖特 基二极管，以满足高频、大电流整流的需要。 该电路采用自馈绕组反馈，而不是像图5—18所示的 从输出电压经光耦合反馈，一般用于固定负载的情况。 第5章 功率放大电路 8 1 补偿 2 反馈 3 电流检 测 4 RT/CT 8 U 7 REF 输入U1 UC3842 6 输出U0 5 地 7 内部基 准 ¡Ý1 4 2 (a) 参考电 压 6 振荡器 S £« £- ££« 1 R Q 3 5 (b) 图5—21 脉宽调制器UC3842框图 第5章 功率放大电路 5—3 功率器件 5—3—1双极型大功率晶体管(BJT) 在低频功率放大器和串联型稳压电源中，我们都曾 提到，功率管的最大工作电流必须小于该功率管的最 大允许电流ICM；最大工作反压必须小于允许的击穿电 压U(BR)CEO ；功率管的功耗要小于允许的最大功耗PCM 。 这里有两个问题还需加以说明：一是散热与最大功耗 的关系，二是有关二次击穿和安全工作区。 第5章 功率放大电路 一、散热与最大功耗PCM的关系 我们知道，电源供给的功率，一部分转换为负载 的有用功率，另一部分则消耗在功率管的集电结，变 为热能而使管芯的结温上升。如果晶体管管芯的温度 超 过 管 芯 材 料 的 最 大 允 许 结 温 TjM( 锗 管 TjM 约 为 75℃~100℃,硅管TjM约为150℃~200℃)，则晶体管将永 久损坏。我们把这个界限称为晶体管的最大允许功耗 PCM。 第5章 功率放大电路 描述热传导阻力大小的物理量称为热阻RT。 RT的量 纲为℃/W，它表示每消耗1W功率结温上升的度数。为 减小散热阻力，改善散热条件，通常采用加散热器的方 法。图5—22(a)给出一种铝型材散热器的示意图。加散热 器后，热传导阻力等效通路如图5—22(b)所示。图中： RTj——内热阻，表示管芯到管壳的热阻； RTfo——管壳到空间的热交换阻力； RTc——管壳到散热器之间的接触热阻，与管壳和散热 器之间的接触状况有关； RTf——散热器到空间的热交换阻力，与散热器的形状、 材料以及面积有关。 第5章 功率放大电路 图5—22散热器和热传导阻力等效通路 (a)铝型材散热器示意图； (b)热传导阻力等效通路(热阻计算) 第5章 功率放大电路 由图5—22可见，不加散热器时，总热阻RTo为 RTo RTj RTfo (5—37) 由于管壳散热面积很小，RTfo是很大的。 加散热器后，由于(RTc+RTf)≤RTfo，所以，总热阻RT 为 RT RTj RTc RTf (5—38) 显然，RT<<RTo。 功率管的最大允许功耗PCM与总热阻RT、最高允许 结温TjM和环境温度To有关，其关系式为 PCM T jM To RT (5—39) 第5章 功率放大电路 二、二次击穿现象与安全工作区 功率管在实际应用中，常发现功耗并未超额，管 子也不发烫，但却突然失效。这种损坏不少是由于 “二次击穿”所致。 所谓二次击穿现象可由图5—23(a)来说明。当集电 极电压uCE增大时，首先可能出现一次击穿(图中AB段)。 这种击穿是正常的雪崩击穿。二次击穿的起点与iB大小 有关。通常将其起、始点连线称为二次击穿临界线， 如图5—23(b)所示。 第5章 功率放大电路 图5—23功率管的二次击穿现象 (a)二次击穿现象；(b)二次击穿临界线 第5章 功率放大电路 为保证功率管安全可靠地工作，除保证电流小于 ICM 、 功 耗 小 于 PCM 、 工 作 反 压 小 于 一 次 击 穿 电 压 U(BR)CEO外，还应避免进入二次击穿区。所以，功率管 的安全工作区如图5—24所示。 第5章 功率放大电路 图5—24 双极型功率管的安全工作区 第5章 功率放大电路 5—3—2 功率MOS器件 有许多适合大功率运行的MOS器件，其中突出的 代表是VMOS管和双扩散MOS管。 VMOS管的结构剖面图如图5—25所示。 第5章 功率放大电路 图5—25 VMOS管的结构剖面图 第5章 功率放大电路 与BJT管比较，VMOS具有许多优点： (1)输入阻抗大，所需驱动电流小，功率增益高。 (2)温度稳定性好，漏极电阻为正温度系数，当器 件温度上升时，电流受到限制，不可能产生热击穿， 也不可能产生二次击穿。 (3)没有BJT管的少子存贮问题，加之极间电容小， 所以开关速度快，适合高频工作(工作频率达几百kHz 甚至于几MHz)。在VMOS基础上加以改进，目前又出 现了双扩散MOS管(简称DMOS)。此类管子在承受高电 压、大电流，速度快等性能方面又有不少提高。 第5章 功率放大电路 5—3—3绝缘栅—双极型功率管(IGBT)及功率模块 一、IGBT的等效电路及符号 IGBT的等效电路和符号如图5—26所示。它综合了 MOS管输入阻抗大、驱动电流小和双极型管导通电阻 小、高电压、大电流的优点。当MOS管栅压大于开启 电压后，出现漏极电流。该电流就是双极型晶体管的 基极电流，从而使BJT管导通，且趋向饱和(管压降很 低，电位很大)。当MOS管栅压减小使沟道消失时， ID=0，IB=0,管子截止。 IGBT具有许多优点，但工作频率不太高，一般小 于50kHz左右。 第5章 功率放大电路 e V1 g c V g V2 e c (a) (b) 图5—26绝缘栅—双极型功率管(IGBT) (a)等效电路；(b)符号 第5章 功率放大电路 二、功率模块 功率模块有许多，有达林顿电路模块、各种MOS 管 或 BiFET 组 件 等 。 图 5—27(a) 给 出 一 种 高 速 大 功 率 CMOS器件(TC4420/29系列)，其脉冲峰值电流高达6A， 开关速度高达25ns，使用十分方便，而且能带动大电 容负载(CL≥1000pF)。图5—27(b)是由两块TC4420组成 的桥式电路，驱动电机或陀螺正、反向转动。 第5章 功率放大电路 DIP UDD INPUT NC GND 1 2 3 4 8 7 6 5 UDD OUTPUT OUTPUT GND TC4420 TC4420 UDD UDD 500¦ÌA TC4429 300mV OUTPUT i2 INPUT 4.7V i1 TC4420 GND (a) (b) 图5—27 高速大功率CMOS器件 (a)内部电路；(b)由TC4420组成的桥式功率电路 第5章 功率放大电路 目前，还出现了许多高速大功率运算放大器 (PowerOperationalAmplifiers)，如OPA2544、3583等。 OPA2544的最大输出电流为2A，电源电压范围 ±10V~±35V，压摆率为8V/μs，其封装和引脚图如图 5—28所示。而OPA3583的电源电压高达±70V~±150V， 输出电流为75mA，压摆率达30V/μs。OPA2544和 OPA3583的输入级为场效应管，输出级为互补跟随器。 第5章 功率放大电路 图5—28功率运算放大器OPA2544的外形图及 管脚图 (a)外形图；(b)管脚图 第5章 功率放大电路 5—3—4 功率管的保护 为保证功率管的正常运行，要附加一些保护电路， 包括安全区保护、过流保护、过热保护等等。例如， 在VMOS的栅极加限流、限压电阻和反接二极管，在 感性负载上并联电容和二极管，以限制过压或过流。 又如，在功率管的c、e间并联稳压二极管，以吸收瞬 时过压等等。 第5章 功率放大电路 5—4 高精度基准电压源 在集成电路或电子设备中，常需要基准电压源 (UREF)。该类基准电压源要求精度高，温度稳定性好 (±0.2×10-6~±20×10-6左右)，噪声电压低，长期稳 定度好等，但其输出电流并不大，一般为几毫安~十几 毫安。实现此类电压基准功能的电路和器件有两种， 简要介绍如下。 第5章 功率放大电路 5—4—1能隙基准电压源 一、能隙基准电压源的工作原理 如图5—29所示，UBE为负温度系数，UT发生器乘以 系数K为负温度系数，二者经相加器相加后得到基准电 压UREF： U REF U BE KUT (5—40) 又知，结电压UＢＥ随温度上升而下降，即有 U BE U g 0 CT (5—41a) UT kT q (5—41b) U REF kT U g 0 CT K q (5—42) 第5章 功率放大电路 UBE T UBE UT 发生器 £« K 常数 UREF £½ UBE £«KUT UT T 图5—29 能隙基准电压源的工作原理 第5章 功率放大电路 式中，Ug0 为半导体材料在绝对零度下(0K)的带隙 (Band—Gap)电压，即禁带宽度。硅材料的Ug0为1.205V， 锗材料的Ug0 为0.72V。该值是一个固定不变的电压值。 如式(5—42)所示，若调整K值使第二项与第三项相抵消， 则 U REF U g 0 (5—43) 第5章 功率放大电路 二、能隙基准电压源电路 图5—30给出一个能隙基准电压源的电路例子。设 运算放大器是理想的，且RA=RB 因此有 U BE1 U BE 2 U BE I1 I 2 R2 R2 U BE U BE1 U BE 2 U T ln( n ) (5—44) I1 I S 2 U T ln( ) I 2 I S1 (5—45) 第5章 功率放大电路 RA UCC I1 I2 RB £« UREF £V2 R2 R1 R3 V1 I2 I1 £«I2 U¡ä I1 R4 图5—30 能隙基准电压源电路 第5章 功率放大电路 运放输出电压即基准电压UREF为 U REF U (1 R3 R3 ) (1 )[U BE1 ( I1 I 2 ) R1 ] R4 R4 R3 2 R1 (1 )[U BE1 U T ln( n )] R4 R2 R3 (1 )[U g 0 CT KUT ] R4 式中，K (5—46) 2 R1 ln( n ). R2 调节R1和R2的值，使KUT=CT，那么 U REF R3 (1 )U g 0 R4 (5—47) 第5章 功率放大电路 若R4 固定，则改变R3,即可得到不同的基准电压值。 美国AD公司的AD580、AD581、AD584、AD680系列 电压基准的原理电路与图5—30相同。例如，AD581的 基准电压UREF=10V±0.005V，温度系数ST为5×10-6/℃， 长期稳定度为25×10-6/1000h，输出噪声电压的峰峰值 小于40μV。 第5章 功率放大电路 5—4—2 以埋层齐纳管为参考的超高精度基准电压源 能隙基准电压源的ST≤3×10-6/℃，噪声电压 UNpp≥20μV。对于高分辨率的A/D、D/A(16位以上)，仍 感不足。以埋层齐纳管为参考的基准电压源的精度和稳 定度有望更高。 普通齐纳管的击穿机理发生在硅晶体表面，如图5— 31(a)所示，表面存在更多的杂质，易受机械压力和晶格 错位等因素影响，导致击穿噪声大，长期稳定性不好。 第5章 功率放大电路 图5—31 普通齐纳管和埋层齐纳管的击穿部位 (a)普通齐纳管；(b)埋层齐纳管