Transcript Document 4614312

DUT GEII
2ème année
Module MCEN1
2ème partie
L’amplification de puissance
en haute fréquence
Support de cours à compléter
J-L Seguin
2014
ARCHITECTURE DES EMETTEURS
Rôle : transposer à la fréquence de la porteuse le message BF
(analogique ou numérique) et l’amplifier afin que l’antenne puisse
émettre avec la portée souhaitée.
Modulation analogique
Modulation numérique avec fréquence intermédiaire
Modulation numérique à conversion directe
L’amplification de puissance en haute fréquence
I- Principe de l’amplification de puissance
ALIMENTATION
PA
PS
AMPLIFICATEUR
Source
CHARGE
DE PUISSANCE
Pd
PS<<PU
PU
PS
Gain en puissance : GP =
Pu
Rendement de l’amplificateur :
η=
PU
PA
Objectif : fournir la puissance maximale à la charge avec un bon rendement
et un minimum de distorsions.
La puissance fournie par un transistor décroît quand la fréquence augmente. En
HF, il est donc indispensable d’utiliser un montage ayant un bon rendement.
II- Principe de l’amplification de puissance en classe C
II-1 - L’angle d’ouverture du transistor bloqué périodiquement
E0
Ri
Vp
IC
Vp
Rg
v1
v2
RL
N1 N2
VCE
γ
R1
VBE
Vp
eg
eg = Eg cos(ωt)
Figure 1. Schéma de principe de l'émetteur commun bloqué périodiquement par un générateur
annexe. Ce schéma est uniquement de principe et n'a aucune existence réelle.
VBE = Vp + Eg cos(ωt).
Le transistor est passant dès que VBE > Vγ, c'est à dire pour
V - Vp
γ
co s (ωt) = ---------------- .
Eg
VBE
VP + Eg
V
γ
0
t
Vp
VP - Eg
IC
IMAX
- t0
t0
t
0
L'angle limite θ0 = ωt0 tel que
est l'angle d'ouverture du transistor.
Classe A : Vp=Vγ+Eg : le transistor est toujours conducteur : θ0 = π
Classe B : Vp= Vγ : le transistor conduit pour Eg>0 : θ0 = π / 2
Classe C : Vp= 0 : le transistor conduit pour Eg> Vγγ : θ0 < π / 2
Caractéristique de transfert du transistor
La classe d’amplification dépend de la position du point
de repos du transistor
II-2 - Le fonctionnement du transistor bloqué périodiquement
Dans un amplificateur, le signal transmis à la charge doit être
semblable au signal incident, il faut donc transformer le courant
périodique pulsé Ic(t) en une tension sinusoïdale de même fréquence.
Le courant pulsé Ic(t) est périodique, comme il est pair, sa décomposition
en série de Fourier est Ic(t) = I0 + I1cos(ωt) + I2cos(2ωt) + I3cos(3ωt) + ....
amplitude des termes de la décomposition
en série de Fourier du courant collecteur pulsé
module de l'impédance du filtre
Ι
Ι
0
0
1
Ι
Ι
Ι
Ι
2f
3f
4f
5f fréquence
2
f
3
4
5
Pour reconstituer une sinusoïde à partir de ce courant pulsé, il suffit de le
faire passer dans un filtre dont l'impédance ne prend de valeur
significative qu'à la fréquence f du signal d'entrée. La tension
obtenue à ses bornes est alors purement sinusoïdale en cos(ωt) et le
signal obtenu est semblable au signal d'entrée.
E0
Ri
Vp
C1
Vp
Rg
eg
v1
IC
v2
RL
N1 N2
v1 (t)
VCE
γ
R1
VBE
t
Vp
eg = Eg cos(ωt)
IC(t)
t
Le circuit de base du montage est donc celui d'un émetteur commun, à
conduction discontinue, chargé par un filtre sélectif à la fréquence du
signal incident.
Le circuit de la figure ci-dessus est le schéma de principe de la réalisation, ce
n'est en aucun cas un schéma réel.
Le signal de sortie est semblable au signal d'entrée à condition que celui-ci
soit sinusoïdal, le montage ne peut donc amplifier que des signaux
sinusoïdaux. Remarquons que le courant collecteur est en opposition de phase
avec la tension aux bornes du primaire du transformateur.
II-3 - La décomposition en série de Fourier du courant collecteur
TC
IC(t)
IMAX
TC - t0 0
- -----2
t0
TC
-----2
t
angle d' ouverture θ 0 = ωCt0
IC(t) = I0 + I1cos(ω
ωCt) + I2cos(2ω
ωCt) + I3cos(3ωCt) + ....
cos(ωCt) - cos(ωCt0 )
IC(t) = IMAX -----------------------------------------------1 - cos(ωCt0 )
La valeur moyenne du courant collecteur est définie par
TC
+ ---------
+ t0
⌠ 2
⌠
cos(ωCt) - cos(ωCt0 )

1 
1 
I0 = ------ 
IC(t) dt = ------  IMAX ------------------------------------------------ dt .

TC 
TC
1 - cos(ωCt0 )

⌡
- t0
⌡ TC
- --------2
⌠
IMAX

I0 = --------------------------------- 
π[1 - cos (Θ0 )] ⌡
0
Θ0
[cos (Θ) - cos (Θ0 )] dΘ = Ι
ΜΑX
s in(Θ0 ) - (Θ0 )cos( Θ0)
---------------------------------------------------- .
π[ 1 - cos( Θ0 )]
L'amplitude du terme à la fréquence Nω
ωC est égale à
s in[N Θ0 ]
sin[(N - 1)Θ0 ]
Θ0 I MAX
s in[(N + 1)Θ0 ]
IN = ----------------------------------- ----------------------------------- - 2cos (Θ0 ) --------------------- + --------------------------------- 
N Θ0
(N - 1 )Θ 0 
π [1 - cos(Θ0) ]  (N + 1)Θ0
pour N > 1.
Pour N=1 :
Θ0 - sin( Θ0) cos( Θ0)
I1 = IMAX ------------------------------------------------- .
π [1 - cos (Θ0 )]
IN
----------IMAX
0,6
valeur moyenne et amplitude des trois premiers harmoniques
I1
0,5
0,4
I0
0,3
I2
0,2
I3
0,1
0,0
-0,1
π
----6
0
π
----4
π
----3
2π
----3
π
----2
3π
----4
5π
----π Θ0
6
angle d'ouverture
Le schéma équivalent sur le collecteur du transistor
C
2
R0
IC(t)
C1
C0
Transistor E
TC
IMAX
RQ
L 1 v1
Circuit résonnant
RQ = Q0 L1 ωC
 N1 
-------  R
N
 2 L
Charge
L1 = ALN21
0
t
A la résonance
C
I1
2
R0
RQ
Transistor E
Circuit résonnant
RQ = Q0 L1 ωC
TC
I1
0
t
v1
 N1 
-------  R
N
 2 L
Charge
L1 = ALN21
. Rendement du transistor en conduction discontinue.
en supposant le transformateur de liaison sans perte, la puissance utile
communiquée à la charge est, avec V1 = RPI1
PU
1
1
----------------------------------------------2
2
N
N
 1
 1
 -------  RL
 -------  RL
2
V1
 N2 
1
1  N2 
1
-------------------------------------------------------------------------------V I .
= ------ -----------------------=
----V
I
=
----1
1
2 N 2
2
2 
1
1
1
1  11
-----+
--------------------------- 1
+
-----
2
RP
R0 RQ 
-------  R
N
  N1 

 2 L
  -------  RL

  N2 

TC
+ --------⌠ 2
PA

1 
= ------ 
E0 IC(t) dt = E0 I0 .
TC 


⌡ TC
- --------2
1
-----------------------2
N
 1
-------  R
N
PU
V1 I1
 2 L
1
η = ------ = ------ --------------------------------------------------------- ------ ------ .
1
2 
PA
1  E0 I0
1
+
----+
----- -----------------------2
R0 RQ 
  N1 
  -------  RL

  N2 

Le rapport (I1 / I0) ne dépend que de l'angle d'ouverture utilisé,
le rapport (V1 / E0) est une fonction croissante de la tension sinusoïdale V1
sur le collecteur du transistor. Celle-ci n'est limitée que par la tension de
saturation VCESAT du transistor, et, comme VCE = E0 - V1 cos(wCt)
(changement de signe de l'émetteur commun) la valeur maximum de V1
est V1MAX = E0 - VCESAT .
Le rendement de l'étage est donc une fonction croissante de
l'amplitude de la tension sinusoïdale sur le collecteur du transistor.
La valeur maximum du rendement de l'étage est donc
VBE
VP + EG
V
γ
0
t V
P
IC(t)
0
IMAX
t
VCE
E0 + V1
E0
E0 - V1
VCESAT
0
ηMAX
t
1
------------------------2
 N1 
 -------  RL
PU
(E0 - VCESAT) I1
 N2 
1
= ------ = ------ --------------------------------------------------------- -------------------------------- ------ .
1
2 
1
E0
1
PA
I0
- + ------ + ------- 
 -----------------------2
R0 RQ 
  N1 
  -------  R

  N2  L

En général :
(N1/N2)2RL << R0 et RQ
et E0>>VCESat
En remplaçant I1 et I0 par leur valeur, on obtient
ηTHEORIQUE
PU
1 Θ0 - s in(Θ0 ) cos (Θ0 )
= ----- = ----- ------------------------------------------------- pour V1 = E0 .
PA
2 s in(Θ ) - Θ cos (Θ )
0
0
0
ηTHEORIQUE
classe B
classe A
classe C
classe AB
1
0,5
pour V1 = E0
0
π
----6
π
----4
π
----3
π
----2
2π
----3
3π
----4
5π
π Θ0
----6
angle d'ouverture
III- La multiplication de fréquence
Le circuit de principe.
Il s'agit d'obtenir un signal dont la fréquence est un harmonique de
la fréquence du générateur. Le courant collecteur étant pulsé, il suffit
d'accorder le circuit résonnant sur le collecteur du transistor à la
fréquence de l'harmonique désiré.
On obtient sur la charge un signal sinusoïdal dont la fréquence est un
multiple entier de la fréquence du générateur, on à réalisé un multiplicateur
de fréquence.
Pratiquement, pour des questions de filtrage des harmoniques
voisins, on ne réalise que des doubleurs ou des tripleurs de
fréquence.
IN
----------IMAX
0,6
valeur moyenne et amplitude des trois premiers harmoniques
I1
0,5
0,4
I0
0,3
I2
0,2
I3
0,1
0,0
-0,1
π
----6
0
π
----4
π
----3
2π
----3
π
----2
3π
----4
5π
----π Θ0
6
angle d'ouverture
v1 = V1 cos(2ωCt)
circuit accordé
à 2fC
E0
capacité de découplage (22 nF)
t
capacité passe fil (1000 pF)
IC(t)
C1
V1
VP = 0
TC
V2
N1 N2
t
REI0
RG
eG = EG cos(ωCt)
LCHOC
RE
I0
CE
RL
Rendement théorique du doubleur et du tripleur de fréquence
ηMAX
1
------------------------2
 N1 
 -------  RL
PU
(E0 - VCESAT) IN
 N2 
1
= ------ = ------ --------------------------------------------------------- -------------------------------- ------ .
2 
1
E0
1
PA
I0
1
- + ------ + ------- 
 -----------------------2
R
R
0
Q
  N1 

  -------  RL

N
  2

ηTHEORIQUE (rendement théorique limite)
1
Doubleur
Tripleur
0,5
0
Θ0
0
π
----6
π
----4
π
----3
π
----2
π
angle d'ouverture
Le multiplieur de fréquence nécessite donc une polarisation en classe
C du transistor avec un montage à résistance de base (ou à résistance
d'émetteur )
Exemple d'émetteur en modulation de fréquence à 156 MHz
Multiplieur 13 MHz - 156 MHz et Amplificateur
5 mW
100 mW
Tripleur
13 MHz
Doubleur
39 MHz
1W
Doubleur
78 MHz
A
156 MHz
156 MHz
Amplificateur de puissance 156 MHz
1W
10 W
A
A
156 MHz
156 MHz
Modulation
à 13MHz
5 mW
13 MHz
Modulation
à 156MHz
78 MHz
0,82
1,2
39
33
40637
5nF
39 MHz
1200
L2 150
L1
30
20
40637
2,7 µH
3,9 µH
RFC
33
1200
RFC
1000
L4 120
L3
1200
100
1200
1000
1 µF
+ 12 V
3,3
15
15
L7
20
40637
1200
1200
RFC
39
L6 47
L5
40280
1W
156 MHz
L8
1 µH
5-50
1000
RFC
1000
1 µF
+ 12 V
0,1 W 156 MHz
Multiplieur 13MHz
(Capacités en pico-Farad)
156MHz
+ 12 V
L3
+ 12 V
22 nF
22 nF
1000 pF
1000 pF
L1
C1
L5
L2
C3
C5
40282
40281
C2
L4
RFC
C4
RFC
1 W (50 ž)
156 MHz
C6
11 W (50 ž)
156 MHz
Ampli à 156MHz
2- La stabilité thermique de l'étage en classe C
La puissance dissipée dans le transistor est Pt = Pa - Pu.
Si on limite la température de la jonction collecteur du transistor à Tj =
150 °C, la résistance thermique entre la jonction et l'air ambiant doit
être telle que
Tj = Ta + RTHJA Pt < 150 °C.
En l'absence de signal à l’entrée, le transistor est bloqué, et le courant
traversant le transistor est le courant résiduel émetteur collecteur ICEO(Tj) à la
température de fonctionnement Tj de la jonction collecteur
La contribution de ce courant à la dissipation de puissance dans le
transistor est PD = E0 ICE0(Tj). Sa variation avec la température de la
jonction est donc
dP D
dICE0 (Tj )
--------- = E0 ---------------------- .
dTj
dTj
La puissance rayonnée par le système transistor radiateur est par définition
Pr =
TJ − TA
RTHJA
avec RTHJA la résistance thermique totale entre la jonction collecteur et l'air
ambiant.
Sa variation avec la température de la jonction est donc
Le montage sera thermiquement stable, si à la suite d'une augmentation de
la température de jonction l'augmentation de la puissance rayonnée devient
supérieure à l'augmentation de puissance dissipée dans le transistor. La
condition de stabilité thermique s'écrit donc
dPr
dP D
dICE0 (Tj )
1
-------- = -------------- > --------- = E0 ---------------------- .
dTj
dTj
dTj
RTHJA
I CE 0 (TJ ) = A exp(
EG
)
KTJ
EG = 1,1 eV est la bande interdite du Silicium (EG = 1,4 eV pour l'Arséniure de
Gallium), K est la constante de Boltzmann et KT0 = 0,026 eV pour T0 = 273 °K
dICE0 (Tj )
EG
EG T0
 EG 
---------------------- = A ---------- exp - ---------  = ---------- ------ ICEO(Tj ) .
2
dTj
KT0 T2
 KTj 
KTj
j
La condition de stabilité thermique s'écrit donc
EG T0
1
-------------- > E0 ---------- -----2- ICEO(Tj ).
KT0 T
RTHJA
j
Si elle n’est pas vérifiée, il faut choisir un radiateur de résistance thermique plus
faible.
VII. Linéarité et distorsions
L’amplificateur de puissance est le dernier étage de l’émetteur.
Il augmente la puissance de la porteuse modulée pour compenser les
pertes de la transmission : pertes de la liaison en espace libre,
connectique, câbles etc., et la perte dans la chaîne de réception.
Toute modification du signal, sauf sa puissance, est appelée « distorsion ».
La distorsion peut avoir des formes différentes.
Pour un amplificateur idéal, le signal de sortie doit être identique à celui de
l’entrée mais avec une puissance de signal plus grande. Donc, la fonction
de transfert est parfaitement linéaire et le gain est indépendant du signal
d’entrée.
V2
grandeur
de sortie
linéaire
(gain G)
non
linéaire
0
V1
grandeur d' entrée
Sortie
Sortie
En dB, le niveau du signal à la sortie est égal au niveau à l’entrée augmenté
du gain
Entrée
Entrée
Le point de compression à 1dB caractérise la limite du fonctionnement
linéaire du circuit en fonctionnement monoporteuse (un seul signal RF).
Le point de compression à 1 dB est le point où il y a un écart de 1 dB
entre le niveau à la sortie et le niveau prévu avec le gain nominal.
1dB
Dynamique
Evolution du point de de compression à 1 dB en fonction de la fréquence
Le niveau limite de linéarité tend à décroître vers les hautes fréquences
Non linéarité d’un amplificateur
Distorsion harmonique
Spectres :
nécessité d’un filtrage passe-bas ou passe-bande
pour ne pas être gêné par les harmonique
Distorsion d’intermodulation
Lorsque l'on applique, en entrée d'un circuit non-linéaire, un signal qui
n'est pas purement sinusoïdal, on recueille en sortie un signal dont le
spectre n'est pas uniquement composé d'harmoniques des fréquences
présentes en entrée, mais également des fréquences d'intermodulation,
c'est-à-dire issues de combinaisons linéaires des fréquences d'entrée.
Plus particulièrement, injectons en entrée un signal composé de deux
fréquences f1et f2,
Exemple :
Deux stations puissantes émettent respectivement sur 14,120
et 14,130 MHz. Les produits du 3ème ordre tomberont sur :
2 f1 - f2 = 14,110 MHz
2 f2 - f1 = 14,140 MHz
Les produits additifs seront largement hors bande.
Distorsion
d’intermodulation
d’ordre 3
Si les fréquences f1 et f2 sont relativement proches l'une de l'autre, les
fréquences d'intermodulation peuvent s'avérer difficile à filtrer.
La distorsion d’intermodulation d’ordre 3 est mesurée en
dBc =
decibel relative to carrier (dB par rapport à la porteuse)
=10 log( P harmonique / Pporteuse)
On cherche alors la puissance pour laquelle la puissance
des intermodulations devient égale à celle des fréquences
fondamentales. Il s'agit du point d'intermodulation d'ordre 3.
Fondamental
IM3
en application multiporteuses
VIII- Le transistor de puissance "overlay"
Les transistors utilisés en classe B et C sont très sensibles au phénomène de
second claquage (second breakdown) qui conduit à la destruction du transistor
(thermal runaway).
Pour éviter ce phénomène, les constructeurs ont été amenés à adopter une
structure de transistor qui répartisse les lignes de courant dans tout le
matériau en fractionnant l'émetteur du transistor en une série de sousémetteurs et en ajoutant une résistance en série rE sur chacun afin d'équilibrer
la répartition des lignes de courant..
Transistor de puissance RF
Transistor petits signaux BF
émetteurs
+
multiples N base collecteur
P
E
N
+
rE
B
Soit ik le courant traversant le sous-émetteur k, la tension aux bornes de la kième
jonction émetteur-base est donnée par la relation VBEK = VBE - rE ik .
si le courant ik augmente, comme VBE est fixée par le circuit extérieur, VBEK
diminue et tend à maintenir ik constant. Cet ensemble de résistances rE permet
de bien répartir les lignes de courant et de protéger le transistor contre le
second claquage.
C
Une façon de comprendre la stabilisation du montage
par RE:
RE introduit une contre-réaction
+VCC
R1
RC
R2
RE
VE = RE IE
Augmentation de T
IE augmente
VE augmente
VBE et IE diminuent
contre-réaction
VB fixée par
circuit extérieur
On peut comprendre la stabilisation du montage vis-à-vis d’une variation de la
température T (ou de hFE) en faisant appel au concept de « contre-réaction ».
Une contre-réaction est une « action » qui s’oppose à l’effet qui lui a donné
naissance. Dans le cas considéré ci-dessus, l’effet en question est une variation
de IE induite soit par une variation de température, soit par un remplacement du
transistor.
Globalement, le transistor est muni d'une résistance d'émetteur
interne
qui
linéarise
sa
caractéristique
de
transfert
(transconductance) et le stabilise thermiquement.
Le VCESAT associé à ce type de transistor est naturellement plus
élevé que celui des transistors classiques.
Annexe
Condensateur de Bypass ou « passe-fil »
Condensateur utilisé en HF pour relier un point à un autre à l’aide d’un
conducteur, au travers d’un plan de masse.
Ceci permet de faire transiter des signaux sensibles (Hautes fréquences,
faibles niveaux, impédance moyenne à forte) d’une zone d’influence à une
autre zone. La capacité formée par le cylindre de conducteur isolé
(verre,céramique, air) en regard du trou de plan de masse, est très faible
(0.05pF<Cby<5pF)
On voit que jusque vers 1 MHz, le comportement de ce condensateur est
semblable à celui d'un condensateur au mica avec des pattes de 6 mm.
Par contre dès 10 MHz l'inductance des pattes de ce dernier le rendent
totalement inefficace, alors que le condensateur de traversée conserve une
caractéristique de condensateur.