Transcript Presentation - 松澤・岡田研究室

60GHz帯CMOS差動増幅回路の
高CMRR化に関する検討
◎文仙 啓吾, 伊藤 彰吾, 岡田 健一, 松澤 昭
東京工業大学大学院理工学研究科
電子物理工学専攻
2010/03/16
発表内容
•
•
•
•
1
研究背景・目的
従来手法と提案手法
提案手法の問題点と対策
まとめ
2010/03/16
K. Bunsen, Tokyo Tech
研究背景
2
100
 伝搬中の減衰が大きい
 干渉しにくく，幅広い帯域が
無免許で開放されている
減衰量　[dB/km]
60GHz帯の特徴
10
1
0.1
0.01
10
近距離高速無線通信に
適している
60
100
200 300
周波数　[GHz]
Rec. ITU-R P.676-2, Feb. 1997
57
Australia
IEEE 802.15.3c
・QPSK ⇒ 3Gbps/ch
・64QAM ⇒ 9Gbps/ch
20 30
Canada, USA
59.4
57
Japan
Europe
Frequency [GHz]
62.9
64
59
57
66
66
66
総務省 電波利用HP http://www.tele.soumu.go.jp/index.htm
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ダイレクトコンバージョン方式
RF Front-end
Buff
LNA
I
Q
60GHz
ILO
PLL
20GHz PLL
Baseband
Buff
• アンテナは単相
• ダブルバランスドミキサ
RF・LO間のアイソレーション向上
• 単相差動変換にバランが必要
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差動ミスマッチ
• バランの問題点
差動ミスマッチを持つ
- amplitude
4％
- phase
8°
• トランジスタの差動ミスマッチも
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差動ミスマッチへの対策
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• CMRRが高いと差動ミスマッチを減らすことができる
CMRR
amplitude
4%
10 %
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5dB 15dB
2.1% 0.7%
5.2% 1.7%
CMRR
phase
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8°
20°
5dB 15dB
4.5° 1.4°
11° 3.5°
マッチングによるCMRR向上
• 同相信号に対してインピー
ダンスマッチングをずらす
Vg
S11
differential
common
S21
差動信号に対して接地
同相信号に対して開放
Transmission Line
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提案手法：同相信号フィルタ
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• 差動信号に対してマッチングブロック
• 同相信号に対してBRF
Vdd
Zshunt
Z
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Vg
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伝送線路・キャパシタによる構成
• シャント側インピーダンスを
Zshunt
0Wに
(not S11)
Zshunt
S2
Vg
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1
0
8
differential
common
∞
57-66GHz
提案手法の問題点
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• モデリングの誤差に敏感
寄生
インダクタンス
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C:+20fF L:+5pH
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ディエンべディング
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正確な測定・モデリングを行うため，パッドの寄生成分の
影響を取り除く必要がある（ディエンべディング）
マルチラインディエンべディング
長さの異なる伝送線路を用いてパッドの寄生成分を計算[1]
Zp
Zs
パッドの寄生成分
シリーズの寄生成分(Zs)
[1] N. Takayama et al., “A Multi-Line De-Embedding Technique for mm-Wave CMOS circuits, ” APMC, Dec. 2009.
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回路図 & レイアウト
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Vdd
Small C
Large C
Vg
マッチングブロック &
同相信号BRF
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420um
580um
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シミュレーション結果まとめ
S21
S11
57-66GHz
S22
差動成分
同相成分 – 提案手法
同相成分 – 従来手法
57-66GHz
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まとめ
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• 差動ミスマッチの対策のため，同相信号
フィルタを用いた高CMRRアンプを設計
した。
• シミュレーションでCMRRは15dBとなり，
同相成分に対するインピーダンスマッチ
ングをずらす従来手法と比べ，10dB改
善した。
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参考文献
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[1] N. Takayama, K. Matsushita, S. Ito, N. Li, K. Bunsen, K. Okada, and A.
Matsuzawa, “A Multi-Line De-Embedding Technique for mm-Wave CMOS
Circuits, ” Proceedings of IEEE Asia Pacific Microwave Conference, Dec.
2009.
[2] Y. Natsukari and M. Fujishima, “36mW 63GHz CMOS Differential Low-Noise
Amplifier with 14GHz Bandwidth,” Symposium on VLSI Circuits Digest of
Technical Papers, pp.252–253, June. 2009.
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伝送線路のディエンベディング
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-1
T
T
T
左右反対にして
並列に並べる
Y
伝送線路のみの特性
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並列寄生成分の計算
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測定データ
YX
Y
Y
 Z S  Z1 1
 Z 2  Z
P
YTLm  
Z 2


Z 2
Z 2


Z 2

Z S  Z1 1 

2
Z 
Z P 
YTL
YTL 1

YTL 2
YTL 2 
YTL 1 
Z 2  ZS  Z1 2  Z2
YTL Z1  YTL 1 YTL Z 2  YTL 2


1
  1
 1 
Z P  YTL 1  YTL 2   Z s  YTL 1  YTL 2  
1
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が成り立つとき
1
YX (1,1) YX (1,2)
Zp
直列寄生成分の計算
切片の値がパッドの直列寄生成分に対応
1
Z S   R0  jL0 
2
以上でパッドの寄生成分を求めることが出来た
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実測データへの適用
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• 長さが 200mm, 300mm, 400mm の３
本の伝送線路で測定
• 200mm, 400mmの測定データからパッド
の寄生成分を求め，それぞれの伝送線
路に対してディエンベディング
今回用いたパッドの構造
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今回用いた伝送線路の構造
ディエンベディング結果
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特性インピーダンス[W]
70
200um
65
300um
400um
60
55
50
45
40
35
30
0
20
40
60
80
frequency[GHz]
100
120
異なる長さの伝送線路の特性インピーダンスの差が約1W以内におさまった
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