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有源器件的选择对射频与微波电路设计极其重要
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接收、发送系统通常由滤波器、低噪声放大器、功率放大器、振荡器、倍频
器、混频器以及开关电路、功率合成与分配电路等基本的射频与微波电路模
块组成。
组成这些模块的更基本单元就是各类有源器件与无源器件。
初次进行射频与微波电路设计，感到最难入手的就是有源器件的选择。
选择有源器件要考虑的因素很多，首先要满足收发机对诸如振荡器、放大器、
混频器等基本模块的指标要求，还要考虑可用技术与实现成本。
如何选择有源器件没有固定的程式。经验，对有源器件资料的掌握，对整个
收、发系统指标的理解是选择有源器件的重要依据。
射频与微波电路常用的有源器件可分为两类，即二极管类型和三极管类型。
微波二极管：
作混频与检波用的肖特基表面势垒二极管（简称肖特基二极管），
作振荡器用的甘氏二有管（Gunn diode）
作控制电路用的PIN二极管。
微波晶体管：
双极晶体管（Bipolar Transistors）
场效应晶体管（Field-effect Transistors）
肖特基表面势垒及其单向导电特性
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当半导体材料与某些金属接触时，大量电子从半
导体侧扩散进入金属，因而在半导体一侧留下不
可移动的正离子，即带正电的“空间电荷”，形
成了“空间电荷层”，也即“耗尽层”。这些空
间电荷与进入金属的电子之间产生自建电场，造
成势垒，阻止电子向金属一侧的进一步扩散。上
述势垒称为“肖特基势垒”，这种由金属与半导
体接触在一起形成势垒的结构也叫“金-半结”。
当“金-半结”加正压，即金属一侧接直流电源正
极，半导体一侧接负极时，金-半结中势垒降低，
耗尽层变薄，半导体中的电子源源不断地扩散入
金属，因而构成大的正向电流IF 。反之，当改变
外加电压极性时，金-半结势垒增高。耗尽层变厚，
半导体电子不能向金属一侧扩散，只有金属一侧
少量电子反向进入半导体，构成小的反向电流。
简而言之，“金-半结”具有单向导电特性。
肖特基势垒及其单向
导电性
面接触型肖特基势垒二极管及其等效电路
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1、利用半导体表面工艺制成的面接触型肖特基势垒二极管的结
构见图。
2、等效电路
肖特基势垒二极管的等效电路含有随偏压变化的势垒电阻Rj，由
半导体材料体电阻与接触电阻组合的串联电阻Rseries，势垒电容，
即结电容Cj，引线电感Ls和封装电容Cp，如图2-3。
Cp
图2-2 肖特基势垒二极管
图2-3 肖特基势垒二极管等效电路
肖特基势垒二极管伏-安特性及其应用
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肖特基势垒二极管的伏-安特性，
可表示为


i  I sat eV  1
Isat为反向饱和电流，数值极小。
在常温下
  1 40 ，
肖特基势垒二极管的伏-安特性
在正偏电压接近势垒电压时，电流迅速变大，非线性强烈。
在反向偏压时电流极小，大致保持Isat值。当V=VB时，反向电流
迅速增长，VB为反向击穿电压。
肖特基二极管本质上是一个整流元件，非线性强，主要应用于
混频器及检波电路。广泛应用的双平衡混频器（DMB）就应用
配对的两个肖特基二极管。多数DMB用于微波频谱的低端。
甘氏（Gunn）二极管
甘氏二极管是转移电子器件，
具有负阻特性，它可振荡于几
种模式。
当工作于非谐振渡越时间模式
（unresonant transit-time mode）
在1-18GHz频率范围内，输出
功率最高可达2W，多数为几
百毫瓦。
当工作于谐振限制空间电荷模
式 （ resonant limited spacecharge (LSA) mode）工作频率
可到100GHz，脉冲工作、占
孔系数10%时，脉冲功率输出
到几百瓦。
甘氏二极管
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甘氏二极管结构及等效电路
R—负阻；Rs—体及接触电阻；
Cj—等效电容；Ls—封装电感；
Cp—封装电容
有源工作区（Active region）通常为68m长，N+区域厚度1-2m，是欧姆型材
料，电阻率很低（0.001-cm），作为有
源区与金属电极过渡层，除了改进金属
电极与有源层的接触外，N+区域也防止
金属电极中金属离子迁移到有源工作区。
甘氏二极管
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甘氏二极管产生高频振荡的工作原理
在N型砷化镓半导体中导带波矢量图
当二极管加上电压，并超过某阈值时，N型砷化镓中的载流子
（电子）由二极管中直流电场吸收能量，从主能带导带（低有
效质量高迁移率能带）转移到高能电平（高有效质量，低迁移
率）的次能带导带。
7
甘氏二极管速度场
8
在室温并未加外电压条件下，热激发能量
大约仅为KT00.025电子伏特，这个数值远小
于主一次能带之间的能量间隔。因而不足以
使电子从主能带跃迁到次能带导带，电子几
乎全部处于低能态的主能带中；当外加电压
时，N半导体中形成外加电场，电子从电场
中获得能量，电子漂移速度随电场增大而加
快。电子速度为电子迁移率与外加电场的乘
甘氏二极管速度场
积，其关系为
ve = E
在主能带-低能带电子随着外加电场的增加，从电场获得更多的能量，速度变
快。当能量超过0.36电子伏特时，主能带里电子就会跃迁到次能带中。电场
继续增加，越来越多的电子从主能带跃迁到次能带，其迁移率下降，因而电
子漂移速度下降。
当跃迁到次能带的电子数大于主能带中电子数时，电子的平均漂移速度随电
场增加反而减小，这一过程如图所示，图中曲线的峰值对应的电场即电场的
阈值。
设Eb表示电子全部迁移到高能带中的电场值，当E>Eb时，电子速度近于饱和
值107 厘米/秒。故图中曲线自峰下降后，当E较大时又略有上升，这是因为
E>Eb时电子全部在高能带被外电场加速所至。
甘氏二极管具有负阻效应
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设：nL(E)—低能带电子数， L(E)—低能带电子迁移率，nV(E)—高能带电子数，
V(E)—高能带低电子迁移率。在两能带总电子数
n = nL(E) + nV(E)
当外加电场E<Eth（阈值）时，n = nL，当Eth<E<Eb（Eb为电子全部路迁到高能带电场）
时，电子平均迁移速度
nL  L  nV V
v
E  E
n
（2.1）
平均电子迁移率
nV
 L  V
n L  L  nV  V
nL


n
n
1 V
nL
显然，   ，当E增加， nV 增加，  减少。
nL
dv
D 
 0, Eth  E  Eb 
dE
（2.2）
D为微分迁移率，在Eth<E<Eb时，为负值。电流密度j = E， = neD，E = V / L，故
J = neD V/L，V为外加电压，L为n型砷化镓长度，这说明砷化镓在一定电场范围内
（一般E在3103~2104伏/厘米），具有负电子迁移率，也就是负阻特性。
畴的形成与甘氏效应
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在图2-8中表示的砷化镓半导体二极管样品中，
如果存在某种掺杂不均匀性，例如x = x0处有
一小的掺杂区，那么加上外电压以后该处的电
场将高于别处。随外加电压的增高，x0处电场
首先超过Eth，结果x0左边有电子积累、右边电
子速度快产生电子“抽空”现象，右边开始形
成正离子区，这种正负电荷积累层类似于一偶
极子，称为偶极畴。
图2-8 偶极畴形成
和电场的分布
畴的形成与甘氏效应
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由于畴内正负电荷的附加电场与外加电场方向一致，
畴内电场增强。当外加电压不变时，导致畴外电场的
降低。所以偶极畴又称高场畴。当畴内电场处于
Eth<E<Eb范围内时，畴内电子漂移速度随电场增强而
降低，这就使畴内正负电荷进一步积累而长大，畴的
长大反过来又使畴内电场更高，畴外电场更低。此过
程非常迅速。然而，畴长大过程不会无限止地进行下
去，因为畴外电场下降，电子漂移速度也下降，下降
到某一程度以后，畴内外电子速度相等，形成稳定畴。
在畴产生、长大及稳定的同时，畴也不断向阳极运动。
畴到达阳极，即被吸收而消失，在外电路形成电流突
变，电场恢复初始状态，新畴又立即在x0处重新形成，
这样周而复始，形成畴的自动振荡。
图2-8 偶极畴形成
和电场的分布
对应于渡越时间模的外电路电流波形
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在畴产生、长大及稳定的同时，畴也不断向阳极运动。畴到达
阳极，即被吸收而消失，在外电路形成电流突变，电场恢复初
始状态，新畴又立即在x0处重新形成，这样周而复始，形成畴的
自动振荡。
上述过程对应的外电路振荡电流波形。在转移电子器件中，电
流振荡的这种固有模式就是众所周知的甘氏振荡效应。振荡频
率由加在二极管甘氏畴渡越时间来确定。
渡越时间
L
T
（2.3）
vd
式中vd畴的渡越速度，
L为二极管砷化镓半导体长度，
vd一般约107厘米/秒。
图2-9 对应于渡越时间模的外电路电流波形
甘氏二极管与外加电压及可调
谐振腔电路配合可获得的频率变化达倍频程。
甘氏二极管工作模式
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甘氏二极管可工作于多种模式，部分取决于器件本身特性，部分取决于外电
路特性。下面主要介绍渡越时间模式与限制空间电荷模式。
①渡越时间模式（transit time (Gunn) mode）
渡越时间模式是非谐振模式，与器件长度及外加直流偏压有关。直流偏压要
大于阈值Vth。N0L值须是1012/cm2到1014/cm2。N0为掺杂浓度，L为有源区长
度。工作频率由有源区有效长度Leff决定，或更确切地理由渡越时间确定。
Vdom
F0 
Leff
式中
F0 ——工作频率Hz
Vdom ——畴运动速度cm/s
Leff——有源区有效长度
工作于渡越时间模式时，效率不超过10%，通常为4%~6%，输出功率一般小
于1000mw。
甘氏二极管工作模式
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② 限 制 空 间 电 荷 模 式 (Limited
space-charge (LSA) mode)：
工作于限制空间电荷 模式，除
（a）
与器件本身特性有关外还与外
电路（谐振槽路）特性有关。
槽路中电磁振荡由甘氏管的脉
（b）
冲 电 流 激 励 的 。 N0 L 必 须 是
1012/cm2 或 更 高 ， N0/F 必 须 在
2×105到2×104s/cm3之间。
a给出工作于LSA模的甘氏振荡
器简化电路图；b为其波形，c为
输出电压。起振条件是甘氏管
负电导必须大于槽路电导。
（c）
图2-10 负阻模的振荡电路与波形
甘氏振荡器实际电路举例
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下图给出同轴腔作振荡回路的甘氏振荡器电路。调谐盘或调谐
螺钉用来调整槽路谐振频率。高频能量通过耦合环耦合经同轴
线输出。
图2-11 甘氏二极管振荡器
PIN二极管—结构
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PIN二极管（简称PIN管）
是微波控制电路中最重
要的一种微波控制器件。
PIN管与一般的PN二极
管（见图a）不同，在P
跟 N型 半 导体材 料 之间
多了一个绝缘区，叫做
本征区。严格地说本征
区并非完全“绝缘”，
还有很少的载流子以支
持很小的电流，其结构
见图b。图c给出几种低
功率电平下的封装形式。
图2-12 A：PN二极管；B：PIN二极管；
C：PIN二极管封装
PIN二极管—工作特点
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①不加偏压时，PIN管电阻是很大的。
PIN管P+、N+都是重掺杂的，见图a，杂
质分布见图b。本征层的电阻很高。
空间电荷的分布(x)及电场的分布E(x)
见图c、d。
PIN管中P+ 、N+ 层的导电率很高，空间
电荷层即耗尽层主要建立在I层中，在I
层中除了耗尽层之外的其余厚度为非耗
尽层。与非耗尽层相比，耗尽层具有更
高的电阻率，因此在不加偏压时PIN管
的电阻是很大的。
图2-13 PIN管中杂质空
间电荷及电场分布
PIN二极管—工作特点
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②直流偏压下的PIN管特性
在负偏压之下（P+层接负、N+层接正），PIN管中的电场
增强，势垒电压加高、耗尽层变厚，如图（e、f）。因而
I层电阻进一步增大，反向电流极小。
随着负偏压的增大，耗尽层最后将扩展到整个I层，以后
便不再显著变厚。
负偏压达到某值时出现雪崩击穿，反向电流急剧增大。此
时的负偏压值称为反向击穿电压VB。
在正偏压之下，PIN管势垒降低以至消失。P+、N+层中的
载流子源源不断地向I层扩散，形成正向通流。
空穴、电子从注入I层到复合消失，平均有一短暂时间，
称为载流子平均寿命。而在复合之前则表现为载流子的
“动态储存”。与其他PN结二极管相比，PIN管中的载流
子寿命比较长（如20~100ns），因此，在管子正向导通
期间I层中拥有大量的载流子，I层处于低阻态。正偏压愈
大，正向电流愈大，I层乃至整个PIN管电阻愈小。
图2-13 PIN管中杂质空
间电荷及电场分布
PIN二极管—工作特点
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③直流偏压和微波信号等同作用下
的PIN管
PIN管在正、负偏压下的电阻变化与
一般半导体PN管没有多大区别，也
即对直流、低频有单向导电性。显
然，在正偏压下，PIN管对微波小信
号始终导通。但是对于微波大信号，
在信号负半周内由于正向偏置电流
图2-14 正偏压及微波信号共同作
为I层储存了大量的载流子，而微波
用下的PIN管
频率又极高，在极其短的信号负半
周内，I层中的载流子能够立即构成
幅度足够的反向电流，所以管子仍
然“导通”，如图所示。
PIN二极管—工作特点
20
③直流偏压和微波信号等同作用下的PIN管
设I层中的载流子平均寿命为，正向偏流
为IF，则I层中载流子的储存量为
Q0  I F
如 = 1s，IF = 10mA，微波信号频率f = 2GHz，
信号周期为T，微波电流振幅Im = 1A，则在信号
负半周之内，从管子的I层中吸出的载流子电量为
T /2
Q  
0
I m sin tdt  Q0 62
图2-15 I层中载流子的动态储存
（2.4）
负半周内从I层中吸出的载流子电量仅占I层中储存的电荷总量中的很小一部
分，I层中仍然有大量的载流子，仍呈现低阻态。因此很小的正向偏流IF完全
可以保证在微波大信号的整个周期内管子是导通的。
负偏压下I层中电荷储存近于零，在微波信号正半周期内注入I层的载流子总
量十分有限，远不足以改变I层的高阻态，故管子处于截止状态。
PIN管对微波信号的通断仅取决于幅度很小的偏压的极性，与微波信号的幅
度无关，这是PIN管的一个重要特点。这就是PIN用作微波电路开关的依据，
其优点是改变PIN管偏置电压的极性即可控制微波电路的开关功能。
PIN管的等效电路
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PIN管的等效电路如图（a）。
其中管芯参量为I层电阻Rj，I层电容
Cj，串联电阻RS；
管子封装参量为引线电感LS ，管壳
电容CP。
在零偏、负偏压之下，I层电阻Rj 极
大，因此等效电路（图 (a)）可简化
为图（b）。在负偏压变化的较大范
围内管子中势垒区厚度基本上等于I
层厚度，因此结电容Cj 基本不变，
在微波低端，频率不十分高，等效
电路又可进一步简化为图（c、d）。
正偏压之下，I层电阻Rj 很小，并联
的电容Cj 可忽略。因此等效电路可
简化为图（e），其中正向电阻Rf =
Rj + Rs。同样，在微波低端，等效
电路可进一步简化为图（f、g）。
（b、c、d）零偏压、负偏压之下
（e、f、g）正偏压之下
图2-16 PIN管的等效电路
PIN管作微波开关电路应用举例 22
图2-17是用于移动通信的
智能天线，工作于2.4GHz，
它是制作在印刷电路板上
的相互垂直的两个半波偶
极子天线（A和B）。偶极
子天线辐射场与天线轴垂
直方向辐射最强，沿轴方
向辐射最小。天线的“智
能”体现在根据需要切换
天线工作摸式（天线A工
作或天线B工 作）， 天线
的切换就是用PIN管实现的。
A
B
图2-17 用PIN管控制的智能天线
微波晶体管
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微波晶体管主要有双极晶体管（Bipolar Transistors）和
场效应晶体管（Field-effect Transistors），
双极晶体管中，电子和空穴都参与导电因此在双极晶
体管中，P型、N型材料都不能少，硅NPN双极晶体管
最高频率可到4GHz。
场效应器件，利用多数载流子工作，可以工作到更高
的频率，是微波晶体管的主流。
双极晶体管
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现代双极晶体管都用NPN结构形式，有
平面结构与外延结构之分，见图2-18a、
b。
异质结双极晶体管（HBT）最高工作频
率已达到67GHz，其基极线宽为1.2m；
器件很小时，电流增益达到10-20，当
基极线宽较大时，电流增益可到55。当
集电极电流很小、基极线宽0.15m、发
射极面积40m×100m时，电流增益
可超过3800。集电极电流较大时，电流
增益大于1500也已实现，而非HBT器件
电流增益不超过100。
（a）
（b）
图2-18
Johnson relationship
微波双极晶体管服从一组方程，叫做Johnson relationship，它们是：
①电压频率极限（Voltage-frequency limit）
Vmax
E V
 max s
l
2
2
v
Vmax——最大容许电压（EmaxLmin）
Vs——材料饱和速度
Eamx——最大电场
L/v——平均电荷穿过时间（电荷以平均速度穿过材料长度的时间）
②电流—频率极限（Current-frequency limit）
式中
I max X co Emax Vs

l
2
2 ( )
v
Imax——器件最大电流
Xco——输出电容的电抗（即1/(2(l/v)C0)）
③功率频率极限（Power-frequency limit）
Pmax——最大功率
Pmax X co Emax Vs

1
2
2 ( )
v
25
Johnson relationship
④功率增益-频率极限（Power gain-frequency limit）
Gmax KTVmax
e

Emax Vs
2
Gmax——最大功率增益
K——波尔兹曼常数
T——K氏温度
e——电子电荷 （1.6×10-19C）
⑤最大增益（Maximum gain）
G max 
Z0
Z in
Ft
F
F——工作频率
Ft——截止频率
Z0——输出阻抗实部
Zin——输入阻抗实部
⑥阻抗比（impedance ratio）
I max
KI
( )
Z 0 C in

 e
I max Tb
Z in C 0
Vmax
Cin——输入电容
Tb——电荷渡越时间
C0——输出电容
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截止频率Ft
27
截止频率Ft定义为增益降到1的频率，影响截止频率的因素很多，
如载流子饱和速度，对基极一发射极电容充电时间（Teb）、对
基极一集电极充电时间（Tcb）、基区渡越时间（Tbt）、基极-集
电极耗尽层渡越时间（Tbc），这些时间加起来得到总的渡越时
间T。截止频率Ft与T的关系为：
1
Ft 
2T
或
Ft 
（2.16a）
1
2 (Teb  Tbt  Tbc  Tcb )
式中Ft的单位是Hz，时间单位是秒（s）
（2.16b）
双极晶体管噪声
双极晶体管噪声由几部
分构成，一是热噪声，
二是发射极一基极散弹
噪声，三是基极一集电
极散弹噪声，热噪声是
温度和基区电阻的函数，
P-N结产生的散弹噪声
跟结电流有关。图2-19
给出噪声系数与集电极
电流关系。
图2-19 噪声系数跟集电极电
流关系
28
场效应晶体管
29
场效应晶体管基于改变沟道中电场
从而改变沟导的电导率而工作的，
分为结型场效应晶体管（junction
field-effect transistors JEFT）和金属
一氧化物一半导体场效应晶体管
（metal-Oxide-semiconductor FET）
砷化镓场效应晶体管（GaAs FET）
截止频率比硅双极晶体管截止频率
（3-4GHz）要高，噪声系数小于
1dB，也比硅双极晶体管小，GaAs
FET可用作低噪声放大器C类放大器，
振荡器，也可用于微波单片集成电
路，超高速A/D变换器，高速逻辑器
件，除了砷化镓材料外，AlGaAs、
InGaAsP也得到应用。
图2-20 （a）JFET（b）MOSFET
金属半导体场效应晶体管
30
图2-21 MESFET晶体管
金属半导体场效应晶体管（metal semiconductor field-effect
transistor MESFET）是微波场效应器件中用得最多的器件，也叫
做肖特基势垒晶体管（SBT）肖特基势垒场效应晶体管
（SBFET）。用外延法生长的有源层是掺杂硫或锡离子的N型
GaAs，栅电极用蒸发铝得到，源和漏是金-锗合金，见图2-21。
高电子迁移率晶体管HEMT
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微波JFET另一形式是高电子迁移率晶体
管HEMT（high-electron mobility transistor
HEMT）。HEMT也叫做TEGFET（twodimensional electron GaAs FET）或异质
结FET（heterojunction FET, HFET）见图
2-22。这类器件在60GHz增益可达到11dB，
90GHz时增益还可达到6.2dB，典型的噪
声系数40GHz时为1.8dB，62GHz时2.6dB，
发射极每mm功率密度，10GHz时到2W
（连续波）。为了减少渡越时间提高工
作频率HEMT必须做得很薄，要用离子注
入、分子束外延、MOCVD工艺制作。在
10GHz时，功率密度已达到2W/mm，输
出功率电平达到4-6W。
图2-22 (A) HEMT transistor；
(B) HFET transistor
等效电路与工作特性曲线
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①等效电路
图2-23表示微波场效应晶
体管的结构与等效电路关
系。
(a)是结构示意图，(b)是其
等效电路，gm表示跨导，
cgs、cgd、cds分别表示栅源，
栅漏、以及衬垫电容。Rg、
Rd、Rs、Rj和Rds分别表示
栅、漏、源、本征沟道和
输出电阻，Ids表示漏源电
流。Lg、Ld和Ls分别表示
栅、漏、源电极电感。
图2-23 微波FET结构与等效电路关系
等效电路与工作特性曲线
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②工作特性曲线
FET的工作基础是用加在栅源之间的电压（Vgs），改变栅极肖特基势垒的宽度，从而
改变漏源电流（Ids）和电压（Vds）。
由此可以得到两组特性曲线：
一组以Vds为参变量的Ids~ Vgs曲线，示于图2-24（a）；
又一组以Vgs为参变量的Ids~ Vds特性曲线示于图2-24（b）。
由两组曲线我们可以看到，当Vgs有很小变化时，Ids有较大变化，这就构成了信号的
放大，
实践证明：对任何低噪声放大管Vgs在0.5 ~ –3伏范围，Vds在2到5伏范围；
功率FET，Vgs在–1到–5伏范围，Vds在5~10伏范围。
图2-24 Lds~ Vgs、Ids~ Vds特性曲线
FET主要参量
34
（1）截止频率，定义为：当电流增益为一时的工作频率
gm
v
fT 
 s
2C gs 2L
显然，增大电子饱和速度vs（即增加电子迁移率）减少栅长L可提高FET管的
截止频率。
（2）最大振荡频率（或最大可用增益0dB频率）
fT
f max 
2 r1  f T   3
式中
r1 
R j  Ri  Rs
,  3  2Rg Cdg
Rds
显然为增大fmax，应减小栅极、本征体、源极电阻，增加衬垫电阻Rds，同时
减小漏栅之间电容。
（3）在频率f时最大可用增益
1
2

 fT   4
Ri  Rs  Rg  fT Ls   4fT Cds Ri  Rs  2Rg  2fT Ls 
Gmax    
 f  s  Ras

由上式可以看出，f每增加倍频程，增益降6dB，为了增加Gmax必须提高fT，
减小各种电阻以及源长度Ls。
FET主要参量
35
（4）单向增量（反向传输为零）
Gu   f max f 
2
（5）最小噪声系数
f min  1  2K f fCgs
Rg  Rs
gm
 1  K1Lf g m Rg  Rs 
103  1  K f
f
fT
g m Rg  Rs 
为了减小管子的噪声，应减小栅、源电阻和提高截止频率。
上面各式中，vs表示饱和速度（1.2107cm/s在300K，砷化镓），L是栅长，
单位m，Kf2.5，K10.27。
（6）1dB压缩点
表示管子工作的最大线性范围的输入功率，当输出功率偏离线性负1dB时的
输入功率或相应输出功率。
上述微波场效应管特性只与管子本身的结构和频率有关，是管子的固有特性，
与外电路无关。
由上面的特性显然可以看出我们在电路中选管应根据频率的需要尽量选fT，
fmax，Gm大，Fmin小的管子。
选择BJT还是FET？
36
电路设计时选择BJT还是
FET取决于应用。例如在射
频接收机前端，噪声系数特
别重要，而在其它场合，功
率增益和输出功率更重要。
显然对于接收机前端，增益
和噪声都重要。陆上微波通
信，应用抛物面天线，与天
线直接的第一级放大器就用
低噪声放大器，图2-25给出
各类器件噪声系数，可作为
选择低噪声放大管的依据。
图2-25 噪声系数与频率关系
选择BJT还是FET？
37
注意，增益有三种定义：最大可得增益（Maximum allowable gain,
Gmax），最佳噪声系数时增益（gain at optimum noise figure, GNF）
以及插入增益（insertion gain）。Gmax一般在电路共轭匹配时得到。
GNF与Gmax一般不等。图2-26给出SiGe HBT功率、功率附加效率、
增益与输入功率关系，因此选择器件满足增益指标时，注意所用
增益的定义。
33
70
Outpu
t
power
(dBm)
29
25
21
17
13
9
5
60
50
40
30
20
10
0
048121620
Input power (dBm)
图2-26
PAE
(%)
选择BJT还是FET？
图2-27给出HEMT、
HBT目前达到的水平，
可作为我们选择器件
的参考。
图2-27 （a）HEMT技术进步
（b）HBT技术进步
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