Transcript Основные параметры и уравнения базовых
Основные параметры и уравнения базовых схем включения мультидифференциальных операционных усилителей с высокоимпедансным узлом
Н.Н. Прокопенко, Н.В. Бутырлагин, И.В. Пахомов
Россия, Донской государственный технический университет, e-mail: [email protected]
,
ВВЕДЕНИЕ
Современная теория электронных схем предлагает для построения микроэлектронных устройств преобразования сигналов более 50 различных типов активных элементов (АЭ) [1]. Среди них наиболее известны операционные усилители (ОУ). Многие из представленных в [1] АЭ имеют «экзотическое» применение, что обусловлено иногда недостаточной популяризацией наиболее выгодных для них областей использования. К таким АЭ относятся и мультидифференциальные операционные усилители (МОУ), которые, несмотря на ряд уникальных свойств, достаточно редко применяются в микроэлектронных изделиях.
Это связано с тем, что МОУ является относительно новым функциональным узлом аналоговой микросхемотехники [2] и имеет специфические схемы включения.
Достаточно перспективно использование МОУ в инструментальных усилителях [3], например, для работы с датчиками мостового типа. Синтез современных устройств частотной селекции в ряде случаев существенно упрощается при наличии МОУ [4]. Большой практический интерес представляют звенья активных фильтров на нескольких МОУ [3-11], так как такие схемы оказываются более высокочастотными при идентичном энергопотреблении [4].
МОУ используются в ЦАП и АЦП [12,13], специальных интерфейсах [13,15], в акселерометрах [16], управляемых усилителях [17], преобразователях «напряжение ток» [18], схемах перемножителях интегрирования напряжений, дифференциальных интеграторах [19,10].
и дифференцирования управляемых резисторах, сигналов [19], модуляторах, 2
О СОБЕННОСТИ АРХИТЕКТУРЫ И СХЕМОТЕХНИКИ МОУ С ОДНИМ ВЫСОКОИМПЕДАНСНЫМ УЗЛОМ
+ I 5 =3I 0 I 6 =3I 0 1 Вх.
(+) 1 VT1 I 0 A1 R1 VT2 2 Вх.
(-) 2 I 0 3 VT3 Вх.
(+) 3 I 0 2I 0 A2 R2 2I 0 I 0 VT5 VT4 4 Вх.
(-) 4 I 0 +Е с S 1 ПТ1 I 0 VT6 С к БУ +1 Вых.
u вх.1
u вх.2
u 1 u 2 u 4 1 2 3 u 3 4 А1 + g m1 А2 + g m2 i 1 =g m1 u вх.1
u S i 2 =g m2 u вх.2
i БУ ≈0 Σ 1 C к R к +1 Вых.
u вых R к К i =-1 Рис. 1. Практическая схема МОУ на основе параллельного включения нескольких ДК (А1, А2) Рис. 2. Функциональная схема перспективного МОУ с высокоимпедансным узлом S 1 i 1, i 2 tg 1 1 ~ R э -U гр I max =I 0 1 I max g m U гр U гр R э u вх.1 , u вх.2
U гр -I max =-I 0 Рис. 3. Проходная характеристика преобразователей «напряжение-ток» А 1 , А 2 МОУ с высокоимпедансным узлом S 1 3
Б АЗОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ
u 1 1
Дифференциальный усилитель разности двух сигналов без резисторов обратной связи
2 u вх.1
А1 + g m1 i 1 =g m1 (u 1 u 2 ) C к u 2 Σ 1 i БУ ≈0 +1 БУ Вых.
3 u вх.2
4 А2 + g m2 i 2 =g m2 u вх.2
R к u вых
Инвертирующий усилитель с Ky=-1 без резисторов обратной связи
1 3 u вх.1
u вх.
2 u вх.2
4 А1 + g m1 А2 + g m2 i 1 =g m1 u вх.1
S 1 i 2 =g m2 u вх.2
C к i БУ 0 +1 БУ R к Вых.
u вых Рис. 4. Дифференциальный усилитель на основе МОУ
u
S
u
вых [(
u
1
Т
1
Т
u
2 )
g m
1 (
u
1
u
2 )
u
вх.2
g m
2
u
1 1
Т u
2 1 ]
R
к
u
1
u
2 , Если
g m
1
g m
2 , то при
R
к
K
БУ Когда
g m
1
u
вых 2
g m
2 (
u
1
u
2 ) или
g m
2
g m
1 .
g m
2 2
g m
1 получаем соответственно
u
вых 2 (
u
1
u
2 ),
u
вых 0 , 5 (
u
1
u
2 )
y
вх.1
u
2 0
y d
12
y c
1 ,
y
вх.2
u
1 0
y d
21
y c
2 Рис. 5. Инвертирующий усилитель с Ky=-1 Основные уравнения при
g m
1
g m
2
g m
:
u
вых
K
БУ
R
к
g m
(
u
вх.1
u
вх.2
) ,
u
вых
T
(
u
вх
u
вых ) ,
u
вых ( 1
T
)
Tu
вх , где
T
K
БУ
R
к
g m
1 Таким образом, где К у 1 1 Т 1
u
вых
Т
1
Т u
вх
K y u
вх 1 - модуль коэффициента передачи.
В тех случаях, когда
g m
1
g m
2 ,
u
вх
R
к
K
БУ :
u
вых
g m
1
g m
2
u
вх .
4
Б АЗОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ Неинвертирующий усилитель напряжения Неинвертирующий сумматор двух сигналов
u вх Вх.
u вх.1
1 2 3 u вх.2
4 А1 + g m1 i 1 =g m1 u вх.1
C к Σ 1 А2 + g m2 i 2 =g m2 u вх.2
i БУ ≈0 +1 БУ R к Вых.
u вых u 1 1 u вх.1
2 u 3 3 u вх.2
4 А1 + g m1 i 1 =g m1 u вх.1
А2 + g m2 Σ 1 i 2 =g m2 u вх.2
C R к к i БУ ≈0 +1 БУ Вых.
u вых Рис. 7. Неинвертирующий сумматор двух сигналов Рис. 6. Неинвертирующий усилитель Основные уравнения при
g m
1
g m
2 :
u
вых
K
БУ
u
S
R
к
g m K
БУ (
u
вх.1
u
вх.2
),
u
вых 2
Т
1
Т u
вх 1 2
u
Т
вх 1
K y u
вх 2
u
вх , где Если
T
g K
БУ
R
к
g m m
1
g m
2 1 , , то при
K y
R
к 2 ( 1
K
БУ
T
1 ) 1
u
вых 1
g m
1
g m
2
u
вх .
Входная проводимость схемы рис. 6: 2 .
y
вх
y d
12
y c
1
y c
3
y d
34 ( 1
T
) Основные уравнения:
u
S
R
к (
g m
1
u
вх.1
g m
2
u
вх.2
),
u
вых
K
БУ
R
к
g m
(
u
вх.1
u
вх.2
),
g m
g m
1
g m
2 ;
T
K
БУ
R
к
g m
1
u
вых
u
1 1
Т u
2 1
u
1
u
2 .
В общем случае при
g m
1
g m
2 и
T
1
u
вых
g m
1
g m
2
u
1
u
3 .
u
вых
g m
1 2
g m
2 2
u
1
u
3
u
вых
g m
2 2
g m
1 0 , 5
u
1
u
3 5
О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ Быстродействие МОУ
Схемы МОУ с рассматриваемой архитектурой потенциально имеют более высокое быстродействие, чем классические ОУ. С учетом [20] можно показать, что скорость нарастания выходного напряжения ( ) схем с МОУ:
вых
2
f
1
U
гр , где f 1 – частота единичного усиления по петле обратной связи скорректированного МОУ;
U
гр – диапазон активной работы входных преобразователей «напряжение-ток» А1, А2 (например,
U
гр 2 3
В
).
Таким образом, сформулированные ранее требования к входным каскадам А1, А2 рассматриваемого подкласса МОУ способствуют (в сравнении с классическими ОУ [20] при идентичных f 1 ), повышению вых в
N
- раз, где
N
10 30 .
6
О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ
Петлевое усиление МОУ в схемах с отрицательной обратной связью. Преобразование токов i 1 , i 2 в напряжение u вых в схеме рис. 2 ведется на достаточно большом сопротивлении
R
к . Это позволяет получить большой коэффициент преобразования напряжений u вх.1
, u вх.2
в напряжение u вых , который влияет на петлевое усиление Т>>1. В связи с малыми значениями крутизны передачи (g m ) А1, А2 получение больших значений петлевого усиления
T
К БУ g m R
к 1 при
К БУ
1 , связано, прежде всего, с увеличением эквивалентного сопротивления (R к ) в высокоимпедансном узле S 1 .
Оно зависит от выходных сопротивлений этих каскадов, а также входного сопротивления буферного усилителя БУ
R
вх.
БУ
.
В этой связи для увеличения R к целесообразно использовать в выходных цепях А1, А2 каскодное включение транзисторов. Это позволит увеличить R к до уровня сопротивления r к закрытых коллекторных переходов выходных транзисторов А1, А2, и, следовательно, получить
T
max
r
к
g m
r
к 1 .
2 2
R
э Необходимо также принимать меры для минимизации входной проводимости БУ. Заметим, что полевые транзисторы в каскодных выходных цепях подсхем А1, А2 окажут положительное влияние на эквивалентное сопротивление R к . 7
О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ
Для получения в МОУ на биполярных транзисторах эквивалентных выходных сопротивлений
R
к
r
к можно использовать схемотехнику, рассмотренную в [21]. Так, численное значение R к в схеме рис. 8 определяется уравнением
R
к 1
r
к1 2 3 1 1 4
r
2 1
r
к1
r
к2 где i 1 - коэффициенты усиления по току эмиттера i-го транзистора .
Это позволяет увеличить петлевое усиление T 1 , в МОУ.
+ R 1 >>r э1 Вх.i
1 α 4 i 2 VT1 i 1 VT2 +E c1 r к1 α 1 α 4 i 1 i 1 α 2 i 1 Σ 1 +1 БУ Вых.
Рис. 8. Метод повышения выходного сопротивления R к в высокоимпедансном узле 1 u Σ1 α 4 i 2 α 3 α 2 i 1 r к2 i 2 VT4 E c2 VT3 α 2 i 1 Вх.i
2 R 2 >>r э3 8 -
О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ Дрейф нуля МОУ
Точностные характеристики рассмотренных архитектур на основе МОУ (в частности напряжение смещения нуля U см ), несколько хуже, чем у обычного ОУ. Действительно, расширение диапазона активной работы входных каскадов А1, А2 сопровождается ухудшением коэффициента усиления по напряжению (K
u
) этих каскадов [20,22]. В свою очередь уменьшение K u увеличивает приведенный ко входу дрейф э.д.с. смещения нуля, обусловленный влиянием второго каскада МОУ. Для разрешения этого противоречия рекомендуется использовать предлагаемые в [22] методы минимизации U см , связанные с введением слабой токовой асимметрии в структуру входных каскадов А1, А2. В работе [3] рассмотрены инструментальные усилители (ИУ) на базе двух МОУ. При выполнении ряда параметрических условий в таких ИУ минимизируется дрейф нуля [3]. В практическом отношении это позволяет решить важную задачу построения прецизионных аналоговых интерфейсов для мостовых резистивных датчиков, функционирующих в широком температурном диапазоне, а также использовать многоразрядные АЦП с менее стабильным опорным напряжением [3].
9
Выводы
Выполненный выше анализ, а также данные различных литературных источников показывают, что мультидифференциальный операционный усилитель с высокоимпедансным узлом характеризуется следующими основными свойствами и параметрами: 1.
его Обладает высокой степенью универсальности, вытекающей из свойств структуры.
МОУ обеспечивает реализацию многих функций, нереализуемых обычными ОУ, либо реализуемых с большими элементными, технологическими или энергетическими затратами.
2.
Имеет, как минимум, два идентичных входных дифференциальных каскада (ДК) – один для входных сигналов (ДК1), другой – для сигналов обратной связи (ДК2). Каждый из входных ДК МОУ является интерфейсом для входной дифференциальной цепи и дифференциальной цепи обратной связи (ООС). Это так называемая активная обратная связь.
Данная архитектура устраняет прямое взаимодействие между сигналом ООС и входной цепью, которое традиционно вызывает проблемы с деградацией некоторых параметров в схемах на обычных ОУ (входное сопротивление Rвх, коэффициент ослабления входных синфазных сигналов Кос.сф и т.п.).
10
3.
Проводимости передачи входных ДК имеют небольшую величину. Это крайне важное ограничение. Оно означает, что входы МОУ способны воспринимать большие дифференциальные напряжения (например, 2 ÷ 3 В) и, в отличие от классических ОУ, линейны в широком диапазоне дифференциальных сигналов.
Данное обстоятельство является обязательным условием минимизации нелинейных искажений сигналов, подаваемых на дифференциальные входы ДК1 и ДК2 в устройствах на основе МОУ.
Таким образом, принципиальное отличие МОУ от классического ОУ состоит в том, что диапазон линейной работы их входных каскадов (ДК1, ДК2), который характеризуется напряжением ограничения (Uгр), должен быть достаточно широким, например, U U 2 В то же время у классического ОУ на вх гр 3 В.
биполярных транзисторах U гр 50 100 мВ.
4. Максимальные синфазные напряжения на входах универсального МОУ также должны быть большими. Таким образом, все четыре входных вывода МОУ с двумя ДК могут находиться при существенно разных потенциалах. Поэтому понятие «виртуального потенциального нуля», которое используется для обычных ОУ, для МОУ неприменимо.
Когда к дифференциальным входам ДК1, ДК2 приложены одинаковые по величине, но противоположные по знаку дифференциальные напряжения, выходные токи ДК1 и ДК2 под действием обратной связи компенсируют друг друга в узле суммирования. То есть в высокоимпедансном узле S 1 происходит алгебраическое суммирование выходных токов входных ДК1, ДК2, причем сумма этих токов в установившемся режиме равна нулю. В этом смысле узел S 1 можно рассматривать как «виртуальный токовый ноль».
11
5.
Потенциально МОУ имеет значительно лучшие параметры по быстродействию (максимальной скорости нарастания выходного напряжения, вых ) по сравнению с классическим ОУ. Это объясняется тем, что в нем минимизированы нелинейные режимы работы входных каскадов, ухудшающие вых . Данное качество МОУ связано с обязательным построением ДК1 и ДК2 на основе дифференциальных усилителей с местной отрицательной обратной связью, которая реализуется за счет введения сравнительно высокоомных резисторов Rэ в эмиттерные цепи транзисторов каждого дифференциального каскада МОУ (ДК1, ДК2).
6.
Динамические характеристики для некоторых схем включения МОУ (например, инвертирующий и неинвертирующий инструментальные усилители) одинаковы (например, Rвх, Кос.сф и др.). Это выгодно отличает МОУ от классических усилителей с ООС по напряжению и ООС по току. В МОУ без резисторов обратной связи обеспечиваются симметричные характеристики как с коэффициентом передачи Ky= 1, так и с коэффициентом передачи Ky=+1. Это позволяет переключать дифференциальные входы «сигнального» ДК с целью изменения полярности (фазы) усиления.
7.
МОУ имеет во многих схемах включения, в т.ч. без резисторов обратной связи, низкую чувствительность параметров усиления к сопротивлению источника сигнала, т.к. его высокое Rвх определяется входным сопротивлением «сигнального» ДК1 с глубокой местной отрицательной обратной связью, которая вводится резистором Rэ.
8.
В связи с особенностями архитектуры МОУ имеет ряд уникальных свойств.
Основным является то, что возможно множество схем включения без резисторов обратной связи. Внешние резисторы для многих включений МОУ – не требуются.
12
9. Традиционное построение входных каскадов МОУ – на основе дифференциальных усилителей с местной резистивной отрицательной обратной связью (Rэ), подчеркивает влияние второго каскада МОУ на напряжение смещения нуля (Uсм).
Это связано с тем, что увеличение Rэ до единиц (иногда до десятков килом) приводит к уменьшению проводимости передачи ДК1 и ДК2 и увеличивает вклад в Uсм второго каскада.
10. Одна из проблем построения широкополосных МОУ с двухкаскадной архитектурой – повышение эквивалентного сопротивления в высокоимпедансном узле до единиц-десятков мегаом. Это позволяет при малых проводимостях передачи входных ДК получить большие значения петлевого усиления, определяющего погрешности многих схем включения МОУ.
11. Наличие емкости коррекции Ск в МОУ приводит к появлению на АЧХ полюса и она становится похожей на АЧХ обычного ОУ. Амплитудно-частотная характеристика МОУ с одним высокоимпедансным узлом и методы ее коррекции такие же, как в классическом ОУ.
12. Схемотехника МОУ по элементным затратам, а также промежуточным и выходным каскадам, практически не отличается от схемотехники классических ОУ .
13. Наличие у МОУ как минимум двух входных дифференциальных каскадов (ДК1, ДК2) позволяет во многих задачах преобразования сигналов уменьшить общий ток потребления микросхемы, промежуточным каскадами.
который в основном связан с выходным и 13
14. Специфика работы входных дифференциальных каскадов МОУ (широкий диапазон допустимых входных дифференциальных напряжений) позволяет в ряде случаев избежать включения на их входах защитных нелинейных ограничителей напряжений (например, встречно-параллельно включенных p-n переходов). В конечном итоге это уменьшает эквивалентную входную емкость МОУ, расширяет его диапазон рабочих частот в основных схемах включения.
15. Одно из перспективных направлений практического использования МОУ – инструментальные усилители.
Практическую значимость вышеназванных свойств МОУ трудно переоценить. Это позволяет сделать важный вывод – при планировании номенклатуры перспективной элементной базы для аналого-цифровых интерфейсов и датчиковых систем необходимо предусмотреть выпуск (в рамках программ импортозамещения) российских МОУ со схемотехникой нового поколения.
Полученные в статье основные уравнения МОУ позволяют выполнять сравнительно простые аналитические расчеты как известных, так и новых схем их включения.
14
Л ИТЕРАТУРА
1. Dalibor Biolek, Raj Senani, Viera Biolkova. Active Elements for Analog Signal Processing: Classification, Review, and New Proposals // Radioengineering. 2008. Vol. 17. No. 4. Pp.15 32.
2. Säckinger E., Guggenbühl W. A versatile building block: the CMOS differential difference amplifier // IEEE J. Solid-State Circuits. 1987. Vol. SC-22. Pp. 287-294.
3. Крутчинский С.Г. и др. Прецизионные аналоговые интерфейсы на базе двух мультидифференциальных операционных усилителей // Электронный научный журнал «Инженерный вестник Дона», №3. 2013. http://ivdon.ru/magazine/archive/n3y2013/1802 Шахты: ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2012. 100 с.
.
4. Крутчинский С.Г. Принцип собственной компенсации в прецизионных RС-фильтрах. 5. Singh, В., Singh, A. K., & Senani, R. A new universal biquad filter using differential difference amplifiers and its practical realization // Journal of Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 2013. Vol. 75. Pp. 293-297. 6. Viera Biolkova, Zdenek Kolka, and Dalibor Biolek. Dual-Output All-Pass Filter Employing Fully-Differential Operational Amplifier and Current-Controlled Current Conveyor // 7th International Conference on Electrical and Electronics Engineering (ELECO), 2011. Pp. II-340 - II-344 7. Shu-Chuan Huang. A Wide Dynamic Range CMOS Differential Difference Amplifier Design with Application to Continuous-time Filters. Ohio State University. 1990. 148 p.
8. Stornelli V., Pantoli L., Leuzzi G., Ferri G. Fully differential DDA-based fifth and seventh order Bessel low pass filters and buffers for DCR radio systems // Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 2013. Vol. 75. No 2. Pp. 305-310. 15
9. Toker, A., & Özoğuz, S. Novel all-pass filter section using differential difference amplifier // AEU - International Journal of Electronics and Communications. 2004. Vol. 58. No. 2. Pp. 153-155.
10. Mahmoud S.A., Soliman A.M. The Differential Difference Operational Floating Amplifier: A new block for analog signal processing in MOS technology // IEEE Trans. On CAS – II. 1998. Vol. 45. No. 1. P. 148-158.
11. Крутчинский С.Г., Старченко Е.И. Мультидифференциальные операционные усилители и прецизионная микросхемотехника // Электроника и связь / Под ред. Ю.И. Якименко. 2004. T. 9. № 21. С. 101–107. 12. Shu-Chuan Huang, Mohammed Ismail. Design of a CMOS Differential Difference Amplifier and its Applications in A/D and D/A Converters // IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems. 1994. Pp. 478-483. 13. Theory and Monolithic CMOS Integration of a Differential Difference Amplifier : A dissertation submitted to the Swiss Federal Institute of Technology Zurich for the degree of Doctor of Technical Science / Eduard Säckinger. Hartung-Gorre Verlag, 1989. 213 p.
14. Cilingiroglu U., Hoon S.K. An accurate self-bias threshold voltage extractor using differential difference feedback amplifier // IEEE International Symposium on Circuits and Systems. 2000. Vol. 5. Pp. V-209 – V-212.
15. Shin-Il Lim, In-Sub Choi, Han-Ho Lee. Biochemical Sensor Interface Circuits with Differential Difference Amplifier // IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems. 2012. Pp. 176-179.
16
16. Jiangfeng Wu, Gary K. Fedder, and L. Richard Carley. A Low-Noise Low-Offset Capacitive Sensing Amplifier for a 50 g Hz Monolithic CMOS MEMS Accelerometer // IEEE journal of solid-state circuits. May 2004. Vol. 39. No. 5. Pp. 722-730.
17. Kai-Wen Yao, Wei-Chih Lin, Cihun-Siyong Alex Gong, Yu-Ying Lin, and Muh-Tian Shiue. A Differential Difference Amplifier for Neural Recording System with Tunable Low-Frequency Cutoff // IEEE International Conference on Electron Devices and Solid-State Circuits. 2008. Pp. 355-358.
18. S.-C. Huang. M. Ismail, and S. R. Zarabadi. A wide range differential difference amplifier: A basic block for analog signal processing in MOS technology // IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and digital signal processing. May 1993. Vol. 40. No. 5. Pp. 289-301.
19. Kewei Yang, Andreas G. Andreou. A Multiple Input Differential Amplifier Based on Charge Sharing on a Floating-Gate MOSFET // Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 1994. Vol. 6. Issue 3. Pp. 197-208.
20. Анисимов В.И., Капитонов М.В., Прокопенко Н.Н., Соколов Ю.М. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов. Л.: 1979. 148 с.
21. Прокопенко Н.Н. , Ковбасюк Н.В. Архитектура и схемотехника аналоговых микросхем с собственной и взаимной компенсацией импедансов. Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007. 326 с. 22. Прокопенко Н.Н., Серебряков А.И. Архитектура и схемотехника операционных усилителей. Методы снижения напряжения смещения нуля в условиях температурных и радиационных воздействий. Изд-во: LAP Lambert Academic Publishing. 2013. 127 c 17