Основные параметры и уравнения базовых схем включения мультидифференциальных операционных усилителей с высокоимпедансным узлом

Н.Н. Прокопенко, Н.В. Бутырлагин, И.В. Пахомов

Россия, Донской государственный технический университет, e-mail: [email protected]

,

[email protected]

, [email protected]

ВВЕДЕНИЕ

Современная теория электронных схем предлагает для построения микроэлектронных устройств преобразования сигналов более 50 различных типов активных элементов (АЭ) [1]. Среди них наиболее известны операционные усилители (ОУ). Многие из представленных в [1] АЭ имеют «экзотическое» применение, что обусловлено иногда недостаточной популяризацией наиболее выгодных для них областей использования. К таким АЭ относятся и мультидифференциальные операционные усилители (МОУ), которые, несмотря на ряд уникальных свойств, достаточно редко применяются в микроэлектронных изделиях.

Это связано с тем, что МОУ является относительно новым функциональным узлом аналоговой микросхемотехники [2] и имеет специфические схемы включения.

Достаточно перспективно использование МОУ в инструментальных усилителях [3], например, для работы с датчиками мостового типа. Синтез современных устройств частотной селекции в ряде случаев существенно упрощается при наличии МОУ [4]. Большой практический интерес представляют звенья активных фильтров на нескольких МОУ [3-11], так как такие схемы оказываются более высокочастотными при идентичном энергопотреблении [4].

МОУ используются в ЦАП и АЦП [12,13], специальных интерфейсах [13,15], в акселерометрах [16], управляемых усилителях [17], преобразователях «напряжение ток» [18], схемах перемножителях интегрирования напряжений, дифференциальных интеграторах [19,10].

и дифференцирования управляемых резисторах, сигналов [19], модуляторах, 2

О СОБЕННОСТИ АРХИТЕКТУРЫ И СХЕМОТЕХНИКИ МОУ С ОДНИМ ВЫСОКОИМПЕДАНСНЫМ УЗЛОМ

+ I 5 =3I 0 I 6 =3I 0 1 Вх.

(+) 1 VT1 I 0 A1 R1 VT2 2 Вх.

(-) 2 I 0 3 VT3 Вх.

(+) 3 I 0 2I 0 A2 R2 2I 0 I 0 VT5 VT4 4 Вх.

(-) 4 I 0 +Е с S 1 ПТ1 I 0 VT6 С к БУ +1 Вых.

u вх.1

u вх.2

u 1 u 2 u 4 1 2 3 u 3 4 А1 + g m1 А2 + g m2 i 1 =g m1 u вх.1

u S i 2 =g m2 u вх.2

i БУ ≈0 Σ 1 C к R к +1 Вых.

u вых R к К i =-1 Рис. 1. Практическая схема МОУ на основе параллельного включения нескольких ДК (А1, А2) Рис. 2. Функциональная схема перспективного МОУ с высокоимпедансным узлом S 1 i 1, i 2 tg  1 1 ~ R э -U гр I max =I 0  1 I max  g m U гр  U гр R э u вх.1 , u вх.2

U гр -I max =-I 0 Рис. 3. Проходная характеристика преобразователей «напряжение-ток» А 1 , А 2 МОУ с высокоимпедансным узлом S 1 3

Б АЗОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ

u 1 1

Дифференциальный усилитель разности двух сигналов без резисторов обратной связи

2 u вх.1

А1 + g m1 i 1 =g m1 (u 1 u 2 ) C к u 2 Σ 1 i БУ ≈0 +1 БУ Вых.

3 u вх.2

4 А2 + g m2 i 2 =g m2 u вх.2

R к u вых

Инвертирующий усилитель с Ky=-1 без резисторов обратной связи

1 3 u вх.1

u вх.

2 u вх.2

4 А1 + g m1 А2 + g m2 i 1 =g m1 u вх.1

S 1 i 2 =g m2 u вх.2

C к i БУ  0 +1 БУ R к Вых.

u вых Рис. 4. Дифференциальный усилитель на основе МОУ

u

S

u

вых  [(

u

1 

Т

1 

Т



u

2 )

g m

1 (

u

1 

u

2 )  

u

вх.2

g m

2

u

1  1 

Т u

2  1 ]

R

к 

u

1 

u

2 , Если

g m

1 

g m

2 , то при

R

к

K

БУ   Когда

g m

1 

u

вых 2

g m

2  (

u

1 

u

2 ) или

g m

2

g m

1 .

g m

2  2

g m

1 получаем соответственно

u

вых  2 (

u

1 

u

2 ),

u

вых  0 , 5 (

u

1 

u

2 )

y

вх.1

u

2  0 

y d

12 

y c

1 ,

y

вх.2

u

1  0 

y d

21 

y c

2 Рис. 5. Инвертирующий усилитель с Ky=-1 Основные уравнения при

g m

1 

g m

2 

g m

:

u

вых 

K

БУ

R

к

g m

(

u

вх.1



u

вх.2

) ,

u

вых 

T

(

u

вх 

u

вых ) ,

u

вых ( 1 

T

) 

Tu

вх , где

T



K

БУ

R

к

g m

 1 Таким образом, где К у  1 1  Т 1

u

вых 

Т

1 

Т u

вх 

K y u

вх  1 - модуль коэффициента передачи.

В тех случаях, когда

g m

1 

g m

2 , 

u

вх

R

к

K

БУ   :

u

вых 

g m

1

g m

2

u

вх .

4

Б АЗОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ Неинвертирующий усилитель напряжения Неинвертирующий сумматор двух сигналов

u вх Вх.

u вх.1

1 2 3 u вх.2

4 А1 + g m1 i 1 =g m1 u вх.1

C к Σ 1 А2 + g m2 i 2 =g m2 u вх.2

i БУ ≈0 +1 БУ R к Вых.

u вых u 1 1 u вх.1

2 u 3 3 u вх.2

4 А1 + g m1 i 1 =g m1 u вх.1

А2 + g m2 Σ 1 i 2 =g m2 u вх.2

C R к к i БУ ≈0 +1 БУ Вых.

u вых Рис. 7. Неинвертирующий сумматор двух сигналов Рис. 6. Неинвертирующий усилитель Основные уравнения при

g m

1 

g m

2 :

u

вых 

K

БУ

u

S 

R

к

g m K

БУ (

u

вх.1



u

вх.2

),

u

вых  2

Т

1 

Т u

вх  1 2

u



Т

вх  1 

K y u

вх  2

u

вх , где Если

T



g K

БУ

R

к

g m m

1 

g m

2  1 , , то при

K y



R

к 2 ( 1 

K

БУ

T

  1 )  1 

u

вых    1 

g m

1

g m

2  

u

вх .

Входная проводимость схемы рис. 6:  2 .

y

вх 

y d

12 

y c

1 

y c

3 

y d

34 ( 1 

T

) Основные уравнения:

u

S 

R

к (

g m

1

u

вх.1



g m

2

u

вх.2

),

u

вых 

K

БУ

R

к

g m

(

u

вх.1



u

вх.2

),

g m



g m

1 

g m

2 ;

T



K

БУ

R

к

g m

 1

u

вых 

u

1 1  

Т u

2  1 

u

1 

u

2 .

В общем случае при

g m

1 

g m

2 и

T

 1

u

вых 

g m

1

g m

2

u

1 

u

3 .

u

вых

g m

1  2

g m

2  2

u

1 

u

3

u

вых

g m

2  2

g m

1  0 , 5

u

1 

u

3 5

О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ Быстродействие МОУ

Схемы МОУ с рассматриваемой архитектурой потенциально имеют более высокое быстродействие, чем классические ОУ. С учетом [20] можно показать, что скорость нарастания выходного напряжения ( ) схем с МОУ: 

вых

 2 

f

1

U

гр , где f 1 – частота единичного усиления по петле обратной связи скорректированного МОУ;

U

гр – диапазон активной работы входных преобразователей «напряжение-ток» А1, А2 (например,

U

гр  2  3

В

).

Таким образом, сформулированные ранее требования к входным каскадам А1, А2 рассматриваемого подкласса МОУ способствуют (в сравнении с классическими ОУ [20] при идентичных f 1 ), повышению  вых в

N

 - раз, где

N

  10  30 .

6

О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ

Петлевое усиление МОУ в схемах с отрицательной обратной связью. Преобразование токов i 1 , i 2 в напряжение u вых в схеме рис. 2 ведется на достаточно большом сопротивлении

R

к   . Это позволяет получить большой коэффициент преобразования напряжений u вх.1

, u вх.2

в напряжение u вых , который влияет на петлевое усиление Т>>1. В связи с малыми значениями крутизны передачи (g m ) А1, А2 получение больших значений петлевого усиления

T



К БУ g m R

к  1 при

К БУ

 1 , связано, прежде всего, с увеличением эквивалентного сопротивления (R к ) в высокоимпедансном узле S 1 .

Оно зависит от выходных сопротивлений этих каскадов, а также входного сопротивления буферного усилителя БУ 

R

вх.

БУ

   .

В этой связи для увеличения R к целесообразно использовать в выходных цепях А1, А2 каскодное включение транзисторов. Это позволит увеличить R к до уровня сопротивления r к закрытых коллекторных переходов выходных транзисторов А1, А2, и, следовательно, получить

T

max 

r

к

g m



r

к  1 .

2 2

R

э Необходимо также принимать меры для минимизации входной проводимости БУ. Заметим, что полевые транзисторы в каскодных выходных цепях подсхем А1, А2 окажут положительное влияние на эквивалентное сопротивление R к . 7

О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ

Для получения в МОУ на биполярных транзисторах эквивалентных выходных сопротивлений

R

к 

r

к можно использовать схемотехнику, рассмотренную в [21]. Так, численное значение R к в схеме рис. 8 определяется уравнением

R

к    1  

r

к1 2  3  1   1  4

r

2    1 

r

к1 

r

к2 где  i  1 - коэффициенты усиления по току эмиттера i-го транзистора .

Это позволяет увеличить петлевое усиление T  1 , в МОУ.

+ R 1 >>r э1 Вх.i

1 α 4 i 2 VT1 i 1 VT2 +E c1 r к1 α 1 α 4 i 1 i 1 α 2 i 1 Σ 1 +1 БУ Вых.

Рис. 8. Метод повышения выходного сопротивления R к в высокоимпедансном узле  1 u Σ1 α 4 i 2 α 3 α 2 i 1 r к2 i 2 VT4 E c2 VT3 α 2 i 1 Вх.i

2 R 2 >>r э3 8 -

О СНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ Дрейф нуля МОУ

Точностные характеристики рассмотренных архитектур на основе МОУ (в частности напряжение смещения нуля U см ), несколько хуже, чем у обычного ОУ. Действительно, расширение диапазона активной работы входных каскадов А1, А2 сопровождается ухудшением коэффициента усиления по напряжению (K

u

) этих каскадов [20,22]. В свою очередь уменьшение K u увеличивает приведенный ко входу дрейф э.д.с. смещения нуля, обусловленный влиянием второго каскада МОУ. Для разрешения этого противоречия рекомендуется использовать предлагаемые в [22] методы минимизации U см , связанные с введением слабой токовой асимметрии в структуру входных каскадов А1, А2. В работе [3] рассмотрены инструментальные усилители (ИУ) на базе двух МОУ. При выполнении ряда параметрических условий в таких ИУ минимизируется дрейф нуля [3]. В практическом отношении это позволяет решить важную задачу построения прецизионных аналоговых интерфейсов для мостовых резистивных датчиков, функционирующих в широком температурном диапазоне, а также использовать многоразрядные АЦП с менее стабильным опорным напряжением [3].

9

Выводы

Выполненный выше анализ, а также данные различных литературных источников показывают, что мультидифференциальный операционный усилитель с высокоимпедансным узлом характеризуется следующими основными свойствами и параметрами: 1.

его Обладает высокой степенью универсальности, вытекающей из свойств структуры.

МОУ обеспечивает реализацию многих функций, нереализуемых обычными ОУ, либо реализуемых с большими элементными, технологическими или энергетическими затратами.

2.

Имеет, как минимум, два идентичных входных дифференциальных каскада (ДК) – один для входных сигналов (ДК1), другой – для сигналов обратной связи (ДК2). Каждый из входных ДК МОУ является интерфейсом для входной дифференциальной цепи и дифференциальной цепи обратной связи (ООС). Это так называемая активная обратная связь.

Данная архитектура устраняет прямое взаимодействие между сигналом ООС и входной цепью, которое традиционно вызывает проблемы с деградацией некоторых параметров в схемах на обычных ОУ (входное сопротивление Rвх, коэффициент ослабления входных синфазных сигналов Кос.сф и т.п.).

10

3.

Проводимости передачи входных ДК имеют небольшую величину. Это крайне важное ограничение. Оно означает, что входы МОУ способны воспринимать большие дифференциальные напряжения (например, 2 ÷ 3 В) и, в отличие от классических ОУ, линейны в широком диапазоне дифференциальных сигналов.

Данное обстоятельство является обязательным условием минимизации нелинейных искажений сигналов, подаваемых на дифференциальные входы ДК1 и ДК2 в устройствах на основе МОУ.

Таким образом, принципиальное отличие МОУ от классического ОУ состоит в том, что диапазон линейной работы их входных каскадов (ДК1, ДК2), который характеризуется напряжением ограничения (Uгр), должен быть достаточно широким, например, U U 2 В то же время у классического ОУ на вх  гр   3 В.

биполярных транзисторах U гр  50  100 мВ.

4. Максимальные синфазные напряжения на входах универсального МОУ также должны быть большими. Таким образом, все четыре входных вывода МОУ с двумя ДК могут находиться при существенно разных потенциалах. Поэтому понятие «виртуального потенциального нуля», которое используется для обычных ОУ, для МОУ неприменимо.

Когда к дифференциальным входам ДК1, ДК2 приложены одинаковые по величине, но противоположные по знаку дифференциальные напряжения, выходные токи ДК1 и ДК2 под действием обратной связи компенсируют друг друга в узле суммирования. То есть в высокоимпедансном узле S 1 происходит алгебраическое суммирование выходных токов входных ДК1, ДК2, причем сумма этих токов в установившемся режиме равна нулю. В этом смысле узел S 1 можно рассматривать как «виртуальный токовый ноль».

11

5.

Потенциально МОУ имеет значительно лучшие параметры по быстродействию (максимальной скорости нарастания выходного напряжения,  вых ) по сравнению с классическим ОУ. Это объясняется тем, что в нем минимизированы нелинейные режимы работы входных каскадов, ухудшающие  вых . Данное качество МОУ связано с обязательным построением ДК1 и ДК2 на основе дифференциальных усилителей с местной отрицательной обратной связью, которая реализуется за счет введения сравнительно высокоомных резисторов Rэ в эмиттерные цепи транзисторов каждого дифференциального каскада МОУ (ДК1, ДК2).

6.

Динамические характеристики для некоторых схем включения МОУ (например, инвертирующий и неинвертирующий инструментальные усилители) одинаковы (например, Rвх, Кос.сф и др.). Это выгодно отличает МОУ от классических усилителей с ООС по напряжению и ООС по току. В МОУ без резисторов обратной связи обеспечиваются симметричные характеристики как с коэффициентом передачи Ky= 1, так и с коэффициентом передачи Ky=+1. Это позволяет переключать дифференциальные входы «сигнального» ДК с целью изменения полярности (фазы) усиления.

7.

МОУ имеет во многих схемах включения, в т.ч. без резисторов обратной связи, низкую чувствительность параметров усиления к сопротивлению источника сигнала, т.к. его высокое Rвх определяется входным сопротивлением «сигнального» ДК1 с глубокой местной отрицательной обратной связью, которая вводится резистором Rэ.

8.

В связи с особенностями архитектуры МОУ имеет ряд уникальных свойств.

Основным является то, что возможно множество схем включения без резисторов обратной связи. Внешние резисторы для многих включений МОУ – не требуются.

12

9. Традиционное построение входных каскадов МОУ – на основе дифференциальных усилителей с местной резистивной отрицательной обратной связью (Rэ), подчеркивает влияние второго каскада МОУ на напряжение смещения нуля (Uсм).

Это связано с тем, что увеличение Rэ до единиц (иногда до десятков килом) приводит к уменьшению проводимости передачи ДК1 и ДК2 и увеличивает вклад в Uсм второго каскада.

10. Одна из проблем построения широкополосных МОУ с двухкаскадной архитектурой – повышение эквивалентного сопротивления в высокоимпедансном узле до единиц-десятков мегаом. Это позволяет при малых проводимостях передачи входных ДК получить большие значения петлевого усиления, определяющего погрешности многих схем включения МОУ.

11. Наличие емкости коррекции Ск в МОУ приводит к появлению на АЧХ полюса и она становится похожей на АЧХ обычного ОУ. Амплитудно-частотная характеристика МОУ с одним высокоимпедансным узлом и методы ее коррекции такие же, как в классическом ОУ.

12. Схемотехника МОУ по элементным затратам, а также промежуточным и выходным каскадам, практически не отличается от схемотехники классических ОУ .

13. Наличие у МОУ как минимум двух входных дифференциальных каскадов (ДК1, ДК2) позволяет во многих задачах преобразования сигналов уменьшить общий ток потребления микросхемы, промежуточным каскадами.

который в основном связан с выходным и 13

14. Специфика работы входных дифференциальных каскадов МОУ (широкий диапазон допустимых входных дифференциальных напряжений) позволяет в ряде случаев избежать включения на их входах защитных нелинейных ограничителей напряжений (например, встречно-параллельно включенных p-n переходов). В конечном итоге это уменьшает эквивалентную входную емкость МОУ, расширяет его диапазон рабочих частот в основных схемах включения.

15. Одно из перспективных направлений практического использования МОУ – инструментальные усилители.

Практическую значимость вышеназванных свойств МОУ трудно переоценить. Это позволяет сделать важный вывод – при планировании номенклатуры перспективной элементной базы для аналого-цифровых интерфейсов и датчиковых систем необходимо предусмотреть выпуск (в рамках программ импортозамещения) российских МОУ со схемотехникой нового поколения.

Полученные в статье основные уравнения МОУ позволяют выполнять сравнительно простые аналитические расчеты как известных, так и новых схем их включения.

14

Л ИТЕРАТУРА

1. Dalibor Biolek, Raj Senani, Viera Biolkova. Active Elements for Analog Signal Processing: Classification, Review, and New Proposals // Radioengineering. 2008. Vol. 17. No. 4. Pp.15 32.

2. Säckinger E., Guggenbühl W. A versatile building block: the CMOS differential difference amplifier // IEEE J. Solid-State Circuits. 1987. Vol. SC-22. Pp. 287-294.

3. Крутчинский С.Г. и др. Прецизионные аналоговые интерфейсы на базе двух мультидифференциальных операционных усилителей // Электронный научный журнал «Инженерный вестник Дона», №3. 2013. http://ivdon.ru/magazine/archive/n3y2013/1802 Шахты: ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2012. 100 с.

.

4. Крутчинский С.Г. Принцип собственной компенсации в прецизионных RС-фильтрах. 5. Singh, В., Singh, A. K., & Senani, R. A new universal biquad filter using differential difference amplifiers and its practical realization // Journal of Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 2013. Vol. 75. Pp. 293-297. 6. Viera Biolkova, Zdenek Kolka, and Dalibor Biolek. Dual-Output All-Pass Filter Employing Fully-Differential Operational Amplifier and Current-Controlled Current Conveyor // 7th International Conference on Electrical and Electronics Engineering (ELECO), 2011. Pp. II-340 - II-344 7. Shu-Chuan Huang. A Wide Dynamic Range CMOS Differential Difference Amplifier Design with Application to Continuous-time Filters. Ohio State University. 1990. 148 p.

8. Stornelli V., Pantoli L., Leuzzi G., Ferri G. Fully differential DDA-based fifth and seventh order Bessel low pass filters and buffers for DCR radio systems // Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 2013. Vol. 75. No 2. Pp. 305-310. 15

9. Toker, A., & Özoğuz, S. Novel all-pass filter section using differential difference amplifier // AEU - International Journal of Electronics and Communications. 2004. Vol. 58. No. 2. Pp. 153-155.

10. Mahmoud S.A., Soliman A.M. The Differential Difference Operational Floating Amplifier: A new block for analog signal processing in MOS technology // IEEE Trans. On CAS – II. 1998. Vol. 45. No. 1. P. 148-158.

11. Крутчинский С.Г., Старченко Е.И. Мультидифференциальные операционные усилители и прецизионная микросхемотехника // Электроника и связь / Под ред. Ю.И. Якименко. 2004. T. 9. № 21. С. 101–107. 12. Shu-Chuan Huang, Mohammed Ismail. Design of a CMOS Differential Difference Amplifier and its Applications in A/D and D/A Converters // IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems. 1994. Pp. 478-483. 13. Theory and Monolithic CMOS Integration of a Differential Difference Amplifier : A dissertation submitted to the Swiss Federal Institute of Technology Zurich for the degree of Doctor of Technical Science / Eduard Säckinger. Hartung-Gorre Verlag, 1989. 213 p.

14. Cilingiroglu U., Hoon S.K. An accurate self-bias threshold voltage extractor using differential difference feedback amplifier // IEEE International Symposium on Circuits and Systems. 2000. Vol. 5. Pp. V-209 – V-212.

15. Shin-Il Lim, In-Sub Choi, Han-Ho Lee. Biochemical Sensor Interface Circuits with Differential Difference Amplifier // IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems. 2012. Pp. 176-179.

16

16. Jiangfeng Wu, Gary K. Fedder, and L. Richard Carley. A Low-Noise Low-Offset Capacitive Sensing Amplifier for a 50   g Hz Monolithic CMOS MEMS Accelerometer // IEEE journal of solid-state circuits. May 2004. Vol. 39. No. 5. Pp. 722-730.

17. Kai-Wen Yao, Wei-Chih Lin, Cihun-Siyong Alex Gong, Yu-Ying Lin, and Muh-Tian Shiue. A Differential Difference Amplifier for Neural Recording System with Tunable Low-Frequency Cutoff // IEEE International Conference on Electron Devices and Solid-State Circuits. 2008. Pp. 355-358.

18. S.-C. Huang. M. Ismail, and S. R. Zarabadi. A wide range differential difference amplifier: A basic block for analog signal processing in MOS technology // IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and digital signal processing. May 1993. Vol. 40. No. 5. Pp. 289-301.

19. Kewei Yang, Andreas G. Andreou. A Multiple Input Differential Amplifier Based on Charge Sharing on a Floating-Gate MOSFET // Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 1994. Vol. 6. Issue 3. Pp. 197-208.

20. Анисимов В.И., Капитонов М.В., Прокопенко Н.Н., Соколов Ю.М. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов. Л.: 1979. 148 с.

21. Прокопенко Н.Н. , Ковбасюк Н.В. Архитектура и схемотехника аналоговых микросхем с собственной и взаимной компенсацией импедансов. Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007. 326 с. 22. Прокопенко Н.Н., Серебряков А.И. Архитектура и схемотехника операционных усилителей. Методы снижения напряжения смещения нуля в условиях температурных и радиационных воздействий. Изд-во: LAP Lambert Academic Publishing. 2013. 127 c 17